【導讀】用于測量模擬量的信號鏈通常給工程師帶來嚴峻的設計挑戰。即使是帶有電阻傳感器和模數數據采集系統的簡單信號鏈也涉及多個復雜因素，在進行有效測量之前必須處理這些因素。
用于測量模擬量的信號鏈通常給工程師帶來嚴峻的設計挑戰。即使是帶有電阻傳感器和模數數據采集系統的簡單信號鏈也涉及多個復雜因素，在進行有效測量之前必須處理這些因素。
當系統使用不同的傳感器時，這些因素的管理就更加復雜。本文通過不同類型的電阻傳感器的插圖討論了開發人員為實現測量而需要解決的不同問題。
在抽象層面上，所有使用電阻傳感器的系統中的模擬信號鏈或多或少類似于圖 1所示。
圖 1：基本模擬信號鏈
盡管所有信號鏈在塊級別上看起來都相同，但每個塊的參數將根據許多因素而有所不同。這些因素中重要的是要考慮的是物理量單位變化時傳感器兩端電阻的變化（以及電壓的變化）、傳感器與測量系統的距離（即由于導線電阻引起的測量誤差）、系統的精度、干擾類型和所需的精度。
這些因素決定了所需的激勵類型、傳感器與測量電路的連接方式、預處理電路和 ADC 所需的增益、所需濾波器的類型及其截止頻率以及分辨率和ADC的輸入范圍。
讓我們從熱敏電阻開始，研究不同的傳感器以及使用它們時與模擬信號鏈相關的主要限制。熱敏電阻在整個溫度范圍內呈現極非線性。電阻隨溫度的變化是復雜的非線性函數：
1/T = A + B ln(R) + C (ln(R)) 3
其中 T 是溫度，R 是電阻。 A、B 和 C 是熱敏電阻特定的常數。
由于方程的算術復雜性，可能不建議在微控制器中實現它。因此，實現此計算的一般方法是使用電阻和相應溫度值的查找表。然后使用分段算術計算溫度。
雖然增益變化和偏移可能會導致測量誤差，但這些誤差對于基于熱敏電阻的溫度傳感器的精度要求來說太小了。增益變化和偏移將在本文后面的 RTD 部分中討論。
考慮到電阻的測量，可以有多種直接測量的方式，如圖2所示。
圖 2(a)、2(b)、2(c)：電阻測量拓撲
圖 2(a) 所示的拓撲使用電壓 DAC 來激勵電阻分壓器。電路中的一個電阻是傳感器本身，另一個電阻是已知值的參考電阻。這種拓撲結構可以工作；然而，單端測量有一些缺點。其中之一是傳感器附近的 Vss 與 ADC 的實際內部 Vss 之間的接地偏移，這將導致偏移。
另一方面，如圖 2(b) 所示，當 ADC 的 –ve 輸入靠近電阻分接時，模擬地和 ADC 的地相同。由于差分線在傳感器之前會彼此靠近運行，因此一根線上的任何拾取都會在另一根上復制。當使用差分測量結構測量時，該信號會被抵消，因為它是共模信號。該圖中需要注意的另一點是，在測量 Rsensor 兩端的電壓時，+ve 輸入在傳感器本身附近分接。這可確保測量不會因導線電阻而產生誤差。
圖 2(c) 顯示了使用電流 DAC 來激勵傳感器的拓撲。傳感器兩端測量的電壓將提供其電阻的準確測量。就所需外部組件的數量而言，電流激勵是拓撲。它不需要任何參考電阻。然而，為了校準系統的增益誤差，需要一個外部電阻。請注意，對于那些不需要非常高精度的應用，不需要增益誤差補償，因此不需要外部參考電阻。
電阻溫度檢測器 (RTD )
RTD（電阻溫度檢測器）在 0 o C時的電阻 約為 100 歐姆，溫度每變化一度，都會導致接近 0.385 歐姆的變化。由于 RTD 的電阻較低 ，因此導線電阻的影響對其精度起著重要作用。
RTD 使用恒流源進行激勵。 RTD 兩端的電壓可以使用 3 線法或 4 線法進行測量，具體取決于從測量系統到 RTD 的并行布線數量。由于 RTD 安裝在遠離測量系統的位置，因此 3 線法或 4 線法可以測量 RTD 兩端的電壓。由于電線成本，通常優選電線測量方法。圖 3 顯示了用于 3 線測量的 RTD 接口圖。
圖 3：3 線 RTD 測量
在圖 3 中，當在個通道上測量電壓時，它不僅僅是 RTD 兩端的電壓。事實上，它是在 RTD 上測量的壓降以及 IDAC 和 RTD 之間的線電阻。由導線電阻引起的誤差可以通過多種方式處理。一種方法是手動測量電線的電阻，然后將其存儲為常數。每次進行測量時，都可以減去該電阻。
另一種方法是測量 RTD 正極端子與 DAC 輸出引腳之間的壓降。如果電線規格相同，則它們將具有相同的電阻，并且可以從傳感器上測量的電壓中減去上一步中測量的電壓。然而，如果導線不對稱，仍然可能存在一些誤差。此外，此方法將消耗一個額外的引腳來將 DAC 的輸出引腳連接到 ADC 輸入。
圖 4：4 線 RTD 測量
為了實現測量，如圖 4所示的 4 線配置。負輸入和正輸入均從靠近 RTD 的位置分接，從而消除了因導線電阻而產生的誤差。在設計 RTD 信號鏈時，該鏈的輸入阻抗需要非常高，以保持輸入電流可以忽略不計。如果 ADC 的輸入阻抗較低，則應在連接 ADC 之前將信號饋送到緩沖器。
如前所述，系統中會存在隨溫度變化的偏移。可以使用相關雙采樣 (CDS) 消除隨溫度和低頻噪聲變化的失調/失調漂移。使用 CDS，首先測量零參考偏移（為了測量它，兩個輸入都短路），然后測量傳感器兩端的電壓。在圖 3 和圖 4 中，為了測量零參考信號，ADC 連接到通道 1。
當測量傳感器兩端的電壓時，它將包括實際的熱電偶電壓、偏移和噪聲（公式 1）。在圖 3 和圖 4 中，它是在通道 0 上測量的電壓。
V R_Signal = V RTD + V N + V偏移 （等式 1）
零參考讀數由公式 2給出。
V Zero_Ref = V N + V偏移 （等式 2）
相對于當前零參考測量的先前零參考樣本由等式3給出。
V Zero_ref_Prev = (V N + V offset ) × Z -1 (Eq. 3)
那么，傳感器上的當前電壓測量值與之前的零參考信號之間的差值由等式 4給出。
V信號= (V RTD + V N + V偏移) – (V N + V偏移) × Z -1 (公式 4)
V信號 = V RTD – (V N + V偏移) × (1-1/Z)(Eq.5)
由于連續樣本的偏移量相當恒定，因此公式 5 將得出公式 6。
V信號 = V RTD – V N ×(1-1/Z)(方程 6)
使用雙線性變換，Z = (1 + sT/2)/(1-sT)，其中 T 為 1/fsample，方程 6 可寫為方程 7。
V信號= V RTD – V N × (2s/(s+ 2f樣本)(Eq. 7)
如果我們分析方程 7，它是高通響應。另一方面，ADC 具有低通響應。這有助于降低系統的整體噪音。此外，查看圖 4 中所示的拓撲，很明顯系統的精度完全取決于 IDAC 的精度。如果 IDAC 偏差 5%，那么計算也會偏差 5%。
這是測量中的增益誤差項，對于大多數系統來說是不可接受的。還有其他因素會導致增益誤差，其中 ADC 及其參考精度是首要原因。如果 ADC 的參考精度僅為 1%，則使用 ADC 進行的所有測量都會遭受 1% 的增益誤差。由于我們在這里測量溫度，因此漂移問題可能會帶來更深層次的問題。
避免這些不同增益誤差影響的方法是根據更準確的參數參考所有測量結果。 0.1% 電阻可用于此目的。圖 5 顯示了校準電阻的連接拓撲。
圖 5：具有增益誤差補償的 4 線 RTD 測量
電流首先通過參考電阻并測量電壓，從而測量其電阻。這種測量很容易出現前面討論的增益誤差。然而，在下一步中，相同的電流通過 RTD，并使用相同的設置測量其兩端的電壓。兩個 ADC 測量值的比率消除了由于 RTD 的電阻測量是參考參考電阻器而產生的任何增益誤差。系統的精度現在基于所使用的參考電阻的精度/容差。
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