【導讀】多波段雷達和電子戰(EW)應用對寬帶、高動態范圍、靈活的頻譜監測提出了更高的要求。隨著數據轉換器的采樣速率不斷提高，需要對射頻前端架構進行更改，以縮小尺寸、重量、功率和成本(SWaP-C)，同時性能保持不變，并向軟件可編程的通用硬件發展。我們將為大家介紹推動實現寬帶軟件定義無線電時代的一些技術進步，這種無線電技術有望改變電子戰和多波段雷達架構。
隨后通過一系列頻率規劃圖，展示在先進的數據轉換器技術的推動下，不斷改進的寬帶頻譜掃描方法的進展情況。本文以一個500 MHz至18+ GHz的電子戰數字接收器為示例。從帶附注的圖示可以看出，對于給定方法，為何頻率規劃不可或缺，以及是哪些因素允許在保持動態范圍的同時，持續改善SWaP-C和靈活性。在改進方案的過程中，您會發現接收器RF鏡像變得更容易處理，這帶來了軟件定義的靈活性。通過可調諧預選來消除多頻聲IMD2的需求不會隨著方法改變而改變，即使直接采樣技術得到越來越廣泛的應用，它仍然是未來的關鍵需求。
過去的頻譜檢測
不久之前，先進的數字接收器采用像 AD9467 這樣的數字數據轉換器，覆蓋高達幾百MHz瞬時帶寬(iBW)，并且保持高動態范圍。它們的采樣速率遠低于1 GSPS，帶寬以DC（零中頻，也稱為ZIF）或中頻偏移（射頻直接采樣）為中心。ZIF需要使用IQ調制器和解調器，以及正交糾錯(QEC)來實現鏡像抑制。1,2 雷達和電子戰應用通常需要寬iBW和高水平的鏡像抑制。當iBW超過幾百MHz時，很難采用QEC來實現可接受的鏡像抑制，而在如今的電子戰和雷達標準中，幾百MHz只是一項保守的iBW要求。這就是高性能、高帶寬的多波段雷達和電子戰為何更傾向在第一和第二奈奎斯特區對寬iBW進行射頻直接采樣的原因所在。
為了覆蓋奈奎斯特區以外的頻譜，射頻調諧器使用掃頻本振(LO)混頻器將滑動的iBW塊頻率轉換為與數據轉換器直接采樣區域匹配的固定中頻。圖1顯示的是為低采樣速率數據轉換器饋送數據的典型雙頻轉換低中頻接收器的功能框圖。這些接收器支持高動態范圍。
圖1.低中頻數字接收器中使用的雙混頻器頻率轉換。
圖2顯示使用圖1所示的低中頻方案時采用的頻率規劃。與數字數據轉換器一樣，射頻調諧器要求提供高射頻鏡像抑制，以免出現信號模糊、雜散和噪聲。單射頻混頻器調諧器方法（紅色x）無法滿足鏡像抑制要求，因為中頻頻率太低，無法在所需頻段（綠色）和鏡像頻段（紅色）之間提供足夠間隔。間隔不夠，則無法采用所需的射頻輸入濾波器（或者不可行，即尺寸太大和/或價格高昂）。所以，會采用雙混頻器雙級頻率轉換，一般稱為超外差式接收器。輸入射頻先轉換為中高中頻（比最后的直接采樣中頻高幾GHz）。然后高中頻經過射頻濾波和再次頻率轉換，得到最后的中頻，之后進行直接采樣。此方法使現實使用的高性能射頻濾波器能夠滿足鏡像抑制要求。這些射頻濾波器在系統SWaP-C排列圖中處于高位。
需要使用射頻預選器濾波（圖2，黃色）來消除多隔離器導致的IMD2雜散（即F2 ? F1和F2 + F1）。IMD2消除要求與鏡像問題互無影響，但前端濾波通常可用于解決這兩個問題。
圖2.采用窄帶超外差式調諧的舊式頻譜掃描。
如今的頻譜檢測(MxFE)
如今的寬帶頻譜檢測方法在過去的基礎上進行了改進。在使用ADI公司的混合信號前端(MxFE?)之后，ADC采樣率足夠高，可以對之前提到的第一個混頻器之后的中高中頻直接采樣。因此，在如今使用MxFE的寬帶接收器中，射頻調諧器通常不需要使用雙混頻器級。第二個奈奎斯特中頻直接采樣的頻率足夠高，使所需的輸入射頻頻段和鏡像頻段之間具有適當的頻率間隔，所以使用可獲取的射頻濾波器可完成這項工作。圖3顯示如今的單混頻器方法，圖4顯示了其頻率規劃。
圖3.高中頻數字接收器中使用的單混頻器頻率轉換。
圖4.如今的頻譜掃描方法采用寬帶單混頻器調諧，在6 GSPS ADC上進行MxFE采樣。混頻器的低邊帶翻轉進入直接采樣頻段，使用LO掃頻。
如今，SWaP-C最大部分的節省在于取消了整個頻率轉換級，其中包含混頻器、射頻放大器、濾波器和其他組件。如今，更高中頻功能帶來的另一項SWaP-C優勢在于：直接采樣現在覆蓋大部分低頻到5.5 GHz。所以，您并非始終需要使用射頻調諧器來覆蓋一直到2 GHz的整個范圍。在很多情況下，您可以使用5 GHz至18 GHz射頻調諧器。將調諧器的下限從2 GHz調節到5.5 GHz，調節幅度似乎不大，但這種調節非常重要，因為它簡化了濾波、頻率規劃和所需的LO范圍。需要注意的是，您仍然需要弄清楚如何覆蓋第一和第二奈奎斯特頻段之間的間隙，在6 GSPS ADC中，這個間隙約為2.7 GHz至3.3 GHz。另一個考慮因素是需要開關式或可調諧ADC抗混疊RF濾波器，以在第一和第二個奈奎斯特操作之間切換。
射頻濾波器在系統SWaP-C排列圖中處于高位，因為它們：
● 具有高性能，需要低IL、平坦的帶通和陡峭的抑制邊緣
● 是大型濾波器，在高Q陶瓷（例如氧化鋁）上使用分布式平面幾何形狀
● 許多仍需使用
仍然需要使用亞倍頻程射頻預選器，但要求可能降低，允許使用不太激進的濾波。這種優勢在于直接信號鏈不使用射頻混頻器，因而可改善IP2。
總結一下如今的方案：它取消了整個射頻混頻器級，在高中頻下進行寬帶奈奎斯特采樣可以改善SWaP-C和iBW。但是，它仍然需要使用多個分立式MMIC（按應用特定順序排列）、多個高Q平面濾波器和結構。因此，仍然需要使用價格高昂、結構復雜的調諧器，以進行較為艱難的SWaP-C取舍（參見圖8）。SWaP-C仍在尋求變革性地發展，并且有望很快實現這一目標。
將來的頻譜檢測
未來，進一步提高采樣率的數字數據轉換器會使我們越過臨界點，以最小的SWaP-C實現完全軟件定義的寬帶無線電。如今，許多公司已推出幾十GHz的高速數據轉換器，但買家需要注意：請注意多阻隔(multiblocker)動態范圍。高射頻直接采樣數據轉換器要變革雷達和電子戰，必須保持其前代窄帶產品出色的動態范圍。隨著采樣速率和iBW不斷走高，保持出色的噪聲和線性度（也就是動態范圍）很難，需要進行無數架構因素考量。與競爭產品相比，這就是ADI產品的優勢所在。
下一代更高采樣速率的數據轉換器會在之前提到的MxFE方案的基礎上進行許多架構改進。主要表現為以下三個方面：
● 對更高中頻進行直接射頻采樣，使所需頻段和鏡像頻段之間保持足夠間隔，這樣使用低Q可調諧MMIC濾波器就足夠了。MxFE在第二個奈奎斯特區進行直接采樣的頻率可達到約6 GHz。ADI的下一代高速數字數據轉換器將大大擴展這一覆蓋范圍，隨之帶來更多好處。3
○ 至此，通過取消使用平面高Q陶瓷濾波器，SWaP-C實現了諸多節省。
○ 射頻濾波器從固定式（每個用例使用定制的濾波器組）轉變為可調諧。這意味著，可以通過軟件編程設置單寬帶硬件配置，針對許多使用案例中的客戶頻率方案性能進行優化取舍。
● 從低頻率到毫米波(mmW)，進行直接射頻采樣，奈奎斯特間隙除外。在這個直接采樣區域內，您可以進行數字調諧，同時控制射頻可調諧濾波器，以消除IMD2導致的阻隔。雷達中常見的非連續多頻帶系統可能無需使用射頻混頻器，并避免奈奎斯特區之間的間隙。在這種情況下，功能框圖進一步簡化，如圖5所示，其中去除了直接射頻采樣雷達和數字波束成形。電子戰中常見的需要連續頻譜覆蓋的系統，仍然需要使用射頻混頻器級來覆蓋第一和第二個奈奎斯特區之間的間隙，所以其功能框圖與圖3相近。但是，出于之前提到的原因，SWaP-C得以降低。
● 廣泛的片內可編程數字信號處理(DSP)功能可以處理高速寬帶數據流。4,5負責處理數字轉換器數據有效載荷的下游FPGA是系統中消除尺寸、功率和成本瓶頸的最大障礙。在數據轉換器芯片上采用多樣化、靈活的DSP更為節能，可以釋放外部FPGA資源來實施更高級別的任務特定算法，或實現尺寸更小、成本更低、散熱性能更佳的FPGA。
圖5.直接射頻采樣數字接收器。
為了展示頻率規劃的優勢，圖6和圖7顯示一種電子戰方案，該方案提供高達44 GHz的連續頻譜覆蓋，ADC的時鐘頻率為18 GSPS。第一奈奎斯特射頻直接采樣覆蓋低頻率——8 GHz。奈奎斯特間隙為8 GHz至10 GHz，第二奈奎斯特射頻直接采樣覆蓋10 GHz至16 GHz。射頻調諧器通過將7 GHz至11 GHz轉換為2 GHz至6 GHz的中頻，以覆蓋奈奎斯特間隙和頻段重疊。在混頻器的輸入端，需要一個可調諧帶通（濾波器）。LPF抑制鏡像，HPF抑制中頻饋通。
圖6.未來的頻譜掃描，覆蓋第一和第二奈奎斯特區之間的間隙。
射頻調諧器還覆蓋ADC射頻直接采樣范圍之外的更高頻率，如圖7所示。在本示例中，10 GHz至14 GHz高中頻采樣會擴展鏡像頻段的范圍，使更低Q的MMIC可調諧濾波能夠實現所需的鏡像抑制。從信號鏈中消除了高SWaP-C固定式濾波。
圖7.未來的頻段掃描，使用調諧器來覆蓋毫米波。
使用射頻調諧器的另一個優勢是可以提高靈活性。對于嘗試直接采樣的較高頻率，ADC可大幅降低其噪聲和線性度，或者，您可能更傾向于選擇不含HD2和/或HD3的某些ADC頻率區域。如果使用射頻調諧器與直接射頻采樣相比可以實現更高性能，那么，運行時軟件決策可以快速切換模式。
盡管簡化了頻率規劃和濾波，但未來仍然需要使用預先選擇的亞倍頻程濾波，這一點未曾改變，并且只有通過對數據轉換器和射頻調理路徑改進IP2性能才會有所幫助。例如，寬帶射頻放大器繼續提高IP2性能，會使OIP2 = 50 dBm從幾百MHz接近20 GHz。
尺寸比較
對于未來的接收器前端，可能實現哪些尺寸優勢？我們估計，典型的接收器射頻鏈尺寸將從如今的名片大小，縮小到未來的郵票大小。尺寸縮小了90%。
為了驗證這種尺寸優勢，我們將典型接收器所需的組件區域相加，然后增加50%到65%的組件安裝區域，用于安裝無源組件、線路、板壁和隔離裝置。我們對下一代接收器前端也進行了驗證，它將所有功能模塊集成到芯片上，可構成集成式下變頻器。為混頻器饋送信號的每個可調諧LO也是一樣的。假設相關數值如表1、表2和表3所示。
表1.如今的接收器前端組件和總面積
表2.調諧LO組件面積
表3.未來的接收器前端組件和總面積
圖8.高中頻下采用2 GHz至18 GHz接收器調諧器對 AD9082 MxFE的意義示例。需要多個高Q平面射頻濾波器（灰色），使得復雜性、大小和成本增加。紅色方框顯示亞倍頻程預選。未來的SDR芯片組預計不會超過郵票大小，如右側所示。
結論
隨著ADI公司的高速數據轉換器奈奎斯特采樣速率和iBW不斷走高，同時要保持先進的動態范圍，進行頻率規劃將有助于實現簡化融合的射頻前端架構。過去，由于每個用例、頻率規劃和相應的射頻/中頻濾波都不相同，所以很難確定采用亞倍頻程濾波和增益控制的高性能集成式頻率轉換IC。這種情況即將發生改變。
新型單片無線電調諧器將采用本地寬帶，提供片內自適應RF濾波功能和AGC。在應用特定的自適應軟件環路中，廣闊、分散的寬帶調諧應用區域將融合成為共用的硬件模塊。隨著應用特定的優勢不再局限于單個硬件，而是逐漸向通用靈活硬件平臺上的優勢軟件算法傾斜，系統開發人員得以實現上市時間和成本優勢。所有這些都可通過小尺寸SWaP-C實現。
參考電路
1 Eamon Nash. “Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity.” Analog Devices, Inc., October 2009.
2 David McLaurin. “Calibration Techniques for Wireless Transceivers.” ISSCC, 2019.
3 Ahmed Ali, Huseyin Dinc, Paritosh Bhoraskar, Scott Bardsley, Chris Dillon, Mohit Kumar, Matthew McShea, Ryan Bunch, Joel Prabhakar, and Scott Puckett. “A 12-b 18-GS/s Sampling ADC with an Integrated Wideband Track-and-Hold Amplifier and Background Calibration.” IEEE, February 2020.
4 Umesh Jayamohan. “Not Your Grandfather’s ADC: RF Sampling ADCs Offer Advantages in Systems Design.” Analog Devices, Inc., July 2015.
5 Michael Jones, Travis Collins, and Charles Frick. “Integrated Hardened DSP on DAC/ADC ICs Improves Wideband Multichannel Systems.” Analog Devices, Inc., May 2021.
免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問題，請聯系小編進行處理。
推薦閱讀：
