【導(dǎo)讀】高速和低速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器在現(xiàn)代寬帶移動(dòng)無(wú)線電中發(fā)揮關(guān)鍵功能。本應(yīng)用筆記概述了如何確定基帶采樣無(wú)線電架構(gòu)中的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器性能要求。此外，在考慮高速模擬前端（AFE）解決方案時(shí)，還概述了系統(tǒng)分區(qū)策略和優(yōu)點(diǎn)。
高速和低速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器在現(xiàn)代寬帶移動(dòng)無(wú)線電中發(fā)揮關(guān)鍵功能。本應(yīng)用筆記概述了如何確定基帶采樣無(wú)線電架構(gòu)中的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器性能要求。此外，在考慮高速模擬前端（AFE）解決方案時(shí)，還概述了系統(tǒng)分區(qū)策略和優(yōu)點(diǎn)。
簡(jiǎn)介
多年來(lái)，無(wú)線通信已發(fā)生了巨大的發(fā)展。僅以空氣為媒介運(yùn)行的產(chǎn)品和小工具的發(fā)明使世界進(jìn)入了一個(gè)更快的時(shí)代。它不僅改變了交流的狀態(tài)，而且為交通，工業(yè)生產(chǎn)，商業(yè)以及最重要的是人們的日常生活中的新起點(diǎn)鋪平了道路。
移動(dòng)寬帶無(wú)線通信系統(tǒng)采用幾種技術(shù)來(lái)提高頻譜效率。為了實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)速率，產(chǎn)生最佳的系統(tǒng)容量并確保可靠的服務(wù)質(zhì)量（QoS），現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)使用具有高階調(diào)制（16Q AM至64 QAM）的可變信道帶寬（BW = 1.25 MHz至20 MHz）碼分或正交頻分多址（CDMA，OFDMA）以及可擴(kuò)展的智能天線技術(shù)（例如，多輸入多輸出或MIMO，空間分集）。
3GPP標(biāo)準(zhǔn)UMTS，TD-SCDMA和長(zhǎng)期演進(jìn)（LTE）以及其他諸如IEEE?802.16e，IEEE 802.11n和IEEE 802.11ac等標(biāo)準(zhǔn)都是使用這些技術(shù)的一些常見(jiàn)系統(tǒng)。例如，使用64 QAM調(diào)制，具有2048個(gè)子載波的正交頻分多路復(fù)用（OFDM），20 MHz信道帶寬和2×2 MIMO，4G LTE無(wú)線電可以以強(qiáng)大的性能實(shí)現(xiàn)大于100 Mbps的峰值數(shù)據(jù)速率建筑學(xué)。
帶有OFDM的高階調(diào)制，寬信道帶寬和MIMO架構(gòu)共同要求從接收模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Rx ADC）和發(fā)送數(shù)模轉(zhuǎn)換器（Tx DAC）獲得更高的性能。高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的要求包括更快的采樣率，更高的動(dòng)態(tài)范圍，改善的光譜性能以及多個(gè)通道。此外，由于最終產(chǎn)品通信設(shè)備是移動(dòng)的且由電池供電，因此數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器必須具有低功耗和微型尺寸。在選擇正確的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器解決方案時(shí)，這些因素給設(shè)計(jì)帶來(lái)了迷宮。以下主題介紹了一種可幫助設(shè)計(jì)人員應(yīng)對(duì)這些挑戰(zhàn)的方法。
無(wú)線電和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能
小型，低功耗和低成本是移動(dòng)無(wú)線產(chǎn)品（如智能手機(jī)，數(shù)據(jù)卡，嵌入式無(wú)線電，公共安全無(wú)線電，戰(zhàn)術(shù)軍事無(wú)線電或移動(dòng)衛(wèi)星無(wú)線電）中的重要設(shè)計(jì)目標(biāo)。因此，直接轉(zhuǎn)換零中頻（ZIF）架構(gòu)是一種常見(jiàn)的無(wú)線電解決方案。與外差式無(wú)線電相比，ZIF架構(gòu)消除了多個(gè)中頻成分，例如IF混頻器，VGA，LO合成器和鏡像抑制濾波器。這種消除降低了成本并減小了尺寸。此外，在具有可變信道帶寬的應(yīng)用（例如LTE）中，ZIF架構(gòu)可用于可編程基帶濾波。
典型的ZIF無(wú)線電基于高度集成的模擬前端芯片。
圖1說(shuō)明了典型移動(dòng)無(wú)線電應(yīng)用中使用的ZIF陣容。ZIF無(wú)線電架構(gòu)需要一個(gè)雙通道Rx ADC和一個(gè)雙通道Tx DAC用于同相和正交（I / Q）基帶信號(hào)采樣和構(gòu)建。其他低速轉(zhuǎn)換器用于RF前端增益控制和輔助模擬信號(hào)測(cè)量，例如溫度和發(fā)射器RF功率。轉(zhuǎn)換器的數(shù)字總線與現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列（FPGA），數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）或?qū)Ｓ眉呻娐罚ˋSIC）形式的數(shù)字基帶處理器接口。數(shù)字基帶處理器執(zhí)行信號(hào)處理功能，例如通道編碼，調(diào)制映射和數(shù)字濾波。單模ZIF無(wú)線電可能需要多達(dá)八個(gè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器通道。
輸入高速模擬前端（AFE）
如圖1所示，高速轉(zhuǎn)換器通道和無(wú)線電收發(fā)器之間的比率為4：1。對(duì)于每個(gè)添加的無(wú)線電收發(fā)器，數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的密度增加四倍。在4×4 MIMO設(shè)計(jì)中可以看到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器與無(wú)線電之間的戲劇性4：1關(guān)系，其中需要四個(gè)無(wú)線電收發(fā)器以及16個(gè)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器通道。這使得數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能成為重要的領(lǐng)域，密集的模擬集成可以幫助縮小尺寸，降低成本和降低功耗，這對(duì)于移動(dòng)無(wú)線電設(shè)計(jì)至關(guān)重要。
MAX19713高速AFE框圖。
可以將高速和低速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器組合到單個(gè)設(shè)備中，以滿足移動(dòng)產(chǎn)品的尺寸，成本和功耗目標(biāo)。高速AFE可以用作集成轉(zhuǎn)換器解決方案。MAX19713就是這樣一種AFE，如圖2所示。AFE集成了與無(wú)線電前端接口所需的所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。
高速AFE在多模式設(shè)計(jì)中具有應(yīng)用。一個(gè)示例是一種雙模無(wú)線電，它支持具有基于Wi-Fi?或MIMO的設(shè)計(jì)的UMTS，例如LTE，WiMAX?和IEEE 802.11n / ac，它們需要多個(gè)無(wú)線電和多個(gè)轉(zhuǎn)換器通道。無(wú)線電數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和RF收發(fā)器之間的4：1關(guān)系使AFE成為基于FPGA和基于DSP的設(shè)計(jì)的有吸引力的解決方案。
由于獨(dú)立的DSP和FPGA通常是純數(shù)字設(shè)備，因此它們沒(méi)有集成混合信號(hào)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器功能。高速AFE可以滿足數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的要求，理想情況下可以在低功耗，占用空間小的情況下完成這項(xiàng)工作。AFE分區(qū)的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可伸縮性。當(dāng)給定的設(shè)計(jì)從1×1單輸入單輸出（SISO）擴(kuò)展到2×2 MIMO或4×4 MIMO時(shí)，可以根據(jù)需要使用AFE。這減輕了數(shù)字基帶調(diào)制解調(diào)器的負(fù)擔(dān)，而不必集成多個(gè)AFE配置以支持不同的MIMO無(wú)線電方案。將轉(zhuǎn)換器移出數(shù)字基帶可以優(yōu)化調(diào)制解調(diào)器的芯片尺寸，降低測(cè)試成本，并降低芯片成本。因此，獨(dú)立的AFE分區(qū)可提供設(shè)計(jì)靈活性和可伸縮性。然而，
Rx ADC：多少位？
可以使用圖3中的示例Rx ADC SNR預(yù)算分析來(lái)計(jì)算Rx ADC的動(dòng)態(tài)性能要求。該分析確定了可靠的信號(hào)恢復(fù)所需的Rx ADC動(dòng)態(tài)范圍。在基帶采樣應(yīng)用中，重要的ADC參數(shù)是信噪比和失真（SINAD），它轉(zhuǎn)換為有效位數(shù)（ENOB）。
RX ADC SNR預(yù)算顯示了不同系統(tǒng)方面如何影響總動(dòng)態(tài)范圍要求。
SINAD參數(shù)說(shuō)明了奈奎斯特頻帶內(nèi)的噪聲和失真，以及由于過(guò)采樣導(dǎo)致的過(guò)程增益。選擇射頻前端靈敏度，噪聲系數(shù)和濾波，以滿足所需SER的基帶解調(diào)信號(hào)處理要求。在不顯著降低SNR的情況下，量化ZIF接收器的模擬I / Q輸出信號(hào)是Rx ADC的主要工作。此外，Rx ADC不會(huì)引入會(huì)抑制可靠信號(hào)恢復(fù)的失真。
圖3中的分析使用具有OFDM，信道帶寬= 5MHz和1e-5 SER的64QAM調(diào)制，并考慮了ADC SNR下降，ADC增益/偏移誤差和RF前端自動(dòng)增益控制（AGC）誤差。該分析適用于任何空中接口標(biāo)準(zhǔn)，包括LTE，高速分組接入（HSPA）和802.11a / b / g / n / ac。
Rx ADC SNR預(yù)算涉及幾個(gè)因素：
調(diào)制SNR：對(duì)于SER = 1e-5的64 QAM調(diào)制，數(shù)字解調(diào)器需要18 dB SNR。這是基于已知的符號(hào)錯(cuò)誤概率理論（圖4）。
SNR裕度：由于ADC具有內(nèi)部噪聲源，因此其表現(xiàn)不像理想的量化器。ADC固有地在輸入信號(hào)中增加了噪聲和失真。設(shè)計(jì)目標(biāo)是選擇一個(gè)噪聲和失真度在可接受范圍內(nèi)的ADC，以滿足數(shù)字解調(diào)器的SNR要求。通常，良好的品質(zhì)因數(shù)是0.6 dB的衰減。這意味著ADC不會(huì)使輸入SNR的下降幅度超過(guò)0.6 dB。因此，ADC的SNR必須比輸入信號(hào)的SNR電平好8.86dB。換句話說(shuō)，如果輸入信號(hào)具有18.6 dB的SNR，要實(shí)現(xiàn)18 dB的SNR，則ADC需要26.89 dB的SNR，以防止輸入信號(hào)降級(jí)超過(guò)0.6 dB。以下公式計(jì)算系統(tǒng)SNR：
系統(tǒng)SNR = -20log（10-SNRa / 10 + 10-SNRb / 10 +….10-SNRn / 10）1/2
PAPR：對(duì)于2n載波（子載波= 256、512、2048）OFDM信令，PAPR為8 dB至12 dB。這意味著ADC輸入必須回退12 dB，以防止在峰值期間削波。應(yīng)當(dāng)避免ADC削波，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生會(huì)降低SER性能的失真。
增益/失調(diào)誤差：ADC增益誤差的主要來(lái)源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓。內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源可在整個(gè)溫度范圍內(nèi)具有±5％的容差。失調(diào)是內(nèi)部ADC放大器電壓失調(diào)的殘差。增益誤差和失調(diào)誤差是ADC誤差預(yù)算中的重要考慮因素，因?yàn)樗鼈儠?huì)減小可用的動(dòng)態(tài)范圍。如果增益誤差和失調(diào)誤差分別為滿量程的10％，則各自會(huì)導(dǎo)致動(dòng)態(tài)范圍降低1 dB。由于該錯(cuò)誤，ADC必須后退1 dB，以防止輸入削波，而后退1 dB，以解決有限的動(dòng)態(tài)范圍。使用內(nèi)部ADC基準(zhǔn)電壓源可節(jié)省成本和尺寸，并且消除了庫(kù)存中的額外組件。合理的成本大小折衷方案是使用帶有集成基準(zhǔn)的高速AFE，并增加2 dB的動(dòng)態(tài)范圍余量。
AGC錯(cuò)誤：典型的ZIF接收器集成了AGC來(lái)設(shè)置基帶模擬I / Q輸出電壓信號(hào)電平。由于過(guò)程，溫度和電源電壓的變化，AGC電平可能會(huì)出現(xiàn)20％（±10％）的精度誤差。這在AGC中轉(zhuǎn)換為2 dB的誤差。為了在Rx ADC輸入端保持所需的SNR電平和PAPR補(bǔ)償，應(yīng)在SNR預(yù)算分析中考慮AGC誤差。例如，如果實(shí)際AGC設(shè)置比預(yù)期設(shè)置低2 dB，則SNR將降低2 dB。
信道濾波器：在某些情況下，RF接收器無(wú)法充分過(guò)濾不良的相鄰信道干擾源。在這種情況下，Rx ADC必須具有足夠的動(dòng)態(tài)范圍，以處理阻塞信號(hào)電平和所需信號(hào)，同時(shí)保持所需數(shù)字信號(hào)解調(diào)所需的SINAD。附加的動(dòng)態(tài)范圍用于對(duì)不需要的干擾源進(jìn)行數(shù)字濾波。或者，為了降低成本和裸片尺寸，可以降低基帶模擬濾波器的階數(shù)，并且可以數(shù)字方式進(jìn)行其他濾波。在模擬和數(shù)字濾波器階數(shù)之間存在dB-dB的關(guān)系，因此必須通過(guò)將Rx ADC的動(dòng)態(tài)范圍提高6 dB來(lái)將模擬濾波減少6 dB。在此示例中，假定了12 dB的阻塞衰減。
處理增益：假設(shè)Rx ADC是基帶模擬I / Q信號(hào)的2倍過(guò)采樣。由于基帶信號(hào)為BW = 2.5 MHz，F(xiàn)CLK = 10 MHz，因此產(chǎn)生的處理增益為3 dB。過(guò)程增益將SNR提高了3 dB，可以從所需的Rx ADC SNR中減去該增益。
Tx DAC：多少位？
可以使用圖5中的示例Tx DAC SNR預(yù)算分析來(lái)計(jì)算Tx DAC的動(dòng)態(tài)性能要求。該分析基于ZIF發(fā)送器陣容的誤差矢量幅度（EVM）規(guī)范。EVM是許多空中接口標(biāo)準(zhǔn)（3G，4G和802.11）中使用的調(diào)制質(zhì)量指標(biāo)，并定義為RMS星座圖誤差幅度與峰值星座圖符號(hào)幅度之比。
Tx DAC SNR預(yù)算包括許多因素，這些因素會(huì)影響整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍。使用這種方法，設(shè)計(jì)人員可以確定所需的TX DAC ENOB。
圖5中的性能預(yù)算分析使用具有OFDMA的16QAM調(diào)制，1e-6 SER，信道帶寬= 8.75 MHz以及Tx DAC降級(jí)，DAC增益/失調(diào)誤差和PAPR的余量。該分析以WiBro?空中接口標(biāo)準(zhǔn)為例，但適用于任何無(wú)線寬帶標(biāo)準(zhǔn)。
Tx DAC SNR預(yù)算涉及多個(gè)因素：
調(diào)制EVM：使用MAX2837 RF收發(fā)器的給定空中接口參考設(shè)計(jì)，例如WiBro，可為16QAM提供3.5％的發(fā)送EVM，并提供POUT = 23的3/4前向糾錯(cuò)（3 / 4-FEC）編碼信號(hào)dBm的EVM規(guī)范以天線為參考，并且包括RF調(diào)制器和功率放大器（PA）損傷。3.5％的EVM性能可轉(zhuǎn)換為-29.1 dB的SNR。
SNR裕度：假設(shè)Tx DAC不能將系統(tǒng)SNR降低超過(guò)0.6 dB，這意味著Tx EVM降低了0.25％。總體而言，包括Tx DAC貢獻(xiàn)在內(nèi)的Tx EVM必須為3.75％（3.5％+ 0.25％）或28.5 dB SNR。基于16QAM調(diào)制，調(diào)制器和PA產(chǎn)生29.1dB SNR。因此，Tx DAC必須具有更好的SNR（8.86 dB）才能產(chǎn)生0.6dB的衰減。Tx DAC需要37.96 dB的SNR（29.1 dB + 8.86 dB）。
PAPR：對(duì)于2n載波（子載波= 256、512、2048）OFDMA信令，PAPR為8dB至12dB。這意味著必須將Tx DAC輸出調(diào)低-12 dB，以防止在峰值期間出現(xiàn)削波。DAC削波產(chǎn)生信號(hào)失真，導(dǎo)致雜散發(fā)射，從而降低SER性能。
增益/失調(diào)誤差：DAC增益誤差的主要來(lái)源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓。內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源可在整個(gè)溫度范圍內(nèi)具有±5％的容差。失調(diào)是內(nèi)部DAC放大器電壓失調(diào)的殘差。增益誤差和失調(diào)誤差是DAC誤差預(yù)算中的重要考慮因素，因?yàn)樗鼈儠?huì)減小可用的動(dòng)態(tài)范圍。如果增益誤差和失調(diào)誤差均為滿量程的10％，則每個(gè)誤差都會(huì)使動(dòng)態(tài)范圍降低1 dB。由于該錯(cuò)誤，DAC必須回退1 dB以防止輸出削波，而必須回退1 dB以解決有限的動(dòng)態(tài)范圍。
Sin（x）/ x校正：在fC / fOUT = 4時(shí)，sin（x）/ x頻率響應(yīng)會(huì)在fOUT = FCLK / 4時(shí)導(dǎo)致-0.91 dB衰減。在數(shù)字基帶中實(shí)現(xiàn)的有限脈沖響應(yīng)（FIR）濾波器可以對(duì)此進(jìn)行校正。或者，如果該滾降是可接受的，則可以將+0.91 dB的余量添加到SNR預(yù)算中，這在fOUT = FCLK / 4時(shí)說(shuō)明了-0.91 dB的SNR下降。
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