【導(dǎo)讀】在分析遠(yuǎn)程站點(diǎn)的材料時(shí)，無(wú)法把探針?lè)胚M(jìn)材料中，此時(shí)，高頻收發(fā)器為準(zhǔn)確量化材料的體積分?jǐn)?shù)提供了一種可行的方法，而且不存在直接接觸材料時(shí)的不利影響。正交調(diào)解器為測(cè)量這些應(yīng)用的幅度和相移提供了一種強(qiáng)大的新方法。這里談到的接收器信號(hào)鏈采用ADL5380寬帶正交解調(diào)器、 ADA4940-2超低功耗、低失真、全差分ADC 驅(qū)動(dòng)器和AD7903雙通道、差分、16 位、1 MSPS PulSAR® ADC，不但可以提供準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)，同時(shí)還能確保操作的安全性和經(jīng)濟(jì)性。
在圖1 所示接收器中，一個(gè)連續(xù)波信號(hào)從發(fā)射(Tx)天線發(fā)出，通過(guò)待分析的材料，到達(dá)接收(Rx)天線。接收到的信號(hào)將相對(duì)于原始發(fā)射信號(hào)進(jìn)行衰減和相移處理。該幅度變化和相移可用來(lái)確定媒介內(nèi)容。
圖1. 接收機(jī)功能框圖
幅度和相移可以直接關(guān)聯(lián)元件的透射率和反射率屬性，如圖2 所示。舉例來(lái)說(shuō)，在油氣水流中，對(duì)于介電常數(shù)、損耗和分散度而言，水高，油低，氣超低。
圖2. 不同均質(zhì)媒介的透射率和反射率
接收器子系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)
圖3 所示接收器子系統(tǒng)把RF 信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，以精確測(cè)量幅度和相位。信號(hào)鏈由一個(gè)正交解調(diào)器、一個(gè)雙通道差分放大器和一個(gè)雙通道差分SAR ADC 構(gòu)成。這種設(shè)計(jì)的主要目的是在高頻RF輸入動(dòng)態(tài)范圍較大的條件下，獲得高精度的相位和幅度測(cè)量結(jié)果。
圖3. 面向材料分析的接收器簡(jiǎn)化子系統(tǒng)
正交解調(diào)器
正交解調(diào)器提供一個(gè)同相(I)信號(hào)和一個(gè)正好反相90°的正交(Q)信號(hào)。I 和Q 信號(hào)為矢量，因此，可以用三角恒等式計(jì)算接收信號(hào)的幅度和相移，如圖4 所示。本振(LO)輸入為原始發(fā)射信號(hào)，RF 輸入為接收信號(hào)。解調(diào)器生成一個(gè)和差項(xiàng)。兩個(gè)信號(hào)的頻率完全相同，ωLO = ωRF，因此，結(jié)果會(huì)過(guò)濾掉高頻和項(xiàng)，差項(xiàng)則駐留于直流。接收信號(hào)的相位為?RF，不同于發(fā)射信號(hào)的相位?LO。該相移為?LO – ?RF，是媒介介 電常數(shù)導(dǎo)致的結(jié)果，有助于確定材料內(nèi)容。
圖4. 利用正交解調(diào)器測(cè)量幅度和相位
真實(shí)I/Q 解調(diào)器具有許多缺陷，包括正交相位誤差、增益不平衡、LO-RF 泄漏等，所有這些都會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)質(zhì)量下降。要選擇解調(diào)器，首先確定RF 輸入頻率范圍、幅度精度和相位精度要求。
ADL5380 采用5 V 單電源供電，可接受400 MHz 至6 GHz 范圍內(nèi)的RF 或IF 輸入頻率，是接收器信號(hào)鏈的理想選擇。根據(jù)配置，可提供5.36 dB 電壓轉(zhuǎn)換增益，其差分I 和Q 輸出可以把2.5 V p-p差分信號(hào)驅(qū)動(dòng)至500 Ω 負(fù)載。在900 MHz 時(shí)，其噪聲系數(shù)為10.9 dB，IP1dB 為11.6 dBm，三階交調(diào)截點(diǎn)(IIP3)為29.7 dBm，動(dòng)態(tài)范圍出色；而0.07 dB 的幅度平衡和0.2°的相位平衡則可實(shí)現(xiàn)杰出的解調(diào)精度。采用高級(jí)SiGe 雙極性工藝制造，提供微型4 mm × 4 mm、24 引腳LFCSP 封裝。
ADC 驅(qū)動(dòng)器和高分辨率精密ADC
ADA4940-2 全差分雙通道放大器具有卓越的動(dòng)態(tài)性能和可調(diào)輸出共模，是驅(qū)動(dòng)高分辨率雙通道SAR ADC 的理想之選。該器件采用5 V 單電源供電，在2.5 V 共模下可提供±5 V 差分輸出。根據(jù)配置可提供2 倍增益(6 dB)，并把ADC 輸入驅(qū)動(dòng)至滿量程。RC濾波器(22 Ω/2.7 nF)有助于限制噪聲，減少來(lái)自ADC 輸入端容性DAC 的反沖。采用專有SiGe 互補(bǔ)雙極性工藝制造，提供微型4 mm× 4 mm、24 引腳LFCSP 封裝。
AD7903 雙通道16 位1 MSPS 逐次逼近型ADC 具有出色的精度，滿量程增益誤差為±0.006%，失調(diào)誤差為±0.015 mV。該器件采用2.5 V 單電源供電，1 MSPS 時(shí)功耗僅12 mW。使用高分辨率ADC的主要目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)±1°的相位精度，尤其是當(dāng)輸入信號(hào)的直流幅度較小時(shí)。ADC 所要求的5 V 基準(zhǔn)電壓源由ADR435低噪聲基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生。
如圖5 所示，接收器子系統(tǒng)利用ADL5380-EVALZ, EB-D24CP44-2Z, EVAL-AD7903SDZ, 和 EVAL-SDP-CB1Z評(píng)估套件實(shí)現(xiàn)。這些電路組件針對(duì)子系統(tǒng)中的互連優(yōu)化。兩個(gè)高頻鎖相輸入源提供RF 和LO 輸入信號(hào)。
圖5. 接收器子系統(tǒng)評(píng)估平臺(tái)
表1 總結(jié)了接收器子系統(tǒng)中各個(gè)組件的輸入和輸出電壓電平。在 解調(diào)器的RF 輸入端，11.6 dBm 的信號(hào)產(chǎn)生的輸入在ADC 滿量程 范圍的–1 dB 之內(nèi)。表中假定，ADL5380 的負(fù)載為500 Ω，轉(zhuǎn)換增 益為5.3573 dB，功率增益為–4.643 dB，ADA4940-2 的增益為6 dB。 該接收器子系統(tǒng)的校準(zhǔn)程序和性能結(jié)果將在后續(xù)章節(jié)討論。
表1. 接收器子系統(tǒng)各組件的輸入和輸出電壓電平
接收器子系統(tǒng)誤差校準(zhǔn)
接收器子系統(tǒng)有三個(gè)主要誤差源：失調(diào)、增益和相位。
I 和Q 通道的各個(gè)差分直流幅度與RF 和LO 信號(hào)的相對(duì)相位存在 正弦關(guān)系。因此，I 和Q 通道的理想直流幅度可以通過(guò)以下方式計(jì)算得到：
隨著相位移過(guò)極化坐標(biāo)，理想狀況下，有些位置會(huì)產(chǎn)生相同的電 壓。例如，I（余弦）通道上的電壓應(yīng)與+90°或–90°相移相同。然而，對(duì)于本應(yīng)產(chǎn)生相同直流幅度的輸入相位，恒定相移誤差（不受RF 和LO 的相對(duì)相位影響）會(huì)導(dǎo)致子系統(tǒng)通道產(chǎn)生不同結(jié)果。這種情況如圖6 和圖7 所示，其中，當(dāng)輸入應(yīng)為0 V 時(shí)，結(jié)果產(chǎn)生了兩個(gè)不同的輸出碼。這種情況下，–37°的相移遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于含有鎖相環(huán)的真實(shí)系統(tǒng)的預(yù)期值。結(jié)果，+90°實(shí)際上表現(xiàn)為+53°，–90°表現(xiàn)為–127°。
通過(guò)10 個(gè)步驟從–180°到+180°收集結(jié)果，其中，未校正數(shù)據(jù)產(chǎn)生圖6 和圖7 所示橢圓形。通過(guò)確定系統(tǒng)中的額外相移量，可以解決該誤差問(wèn)題。表2 顯示，系統(tǒng)相移誤差在整個(gè)傳遞函數(shù)范圍內(nèi)都是恒定不變的。
表2. 接收器子系統(tǒng)在0-dBm RF 輸入幅度條件下的實(shí)測(cè)相移小結(jié)
系統(tǒng)相位誤差校準(zhǔn)
對(duì)于圖5 所示系統(tǒng)，當(dāng)步長(zhǎng)為10°時(shí)，平均實(shí)測(cè)相移誤差為–37.32°。 在已知該額外相移時(shí)，可以算出經(jīng)調(diào)整的子系統(tǒng)直流電壓。變量 ?PHASE_SHIFT 定義為觀測(cè)到的額外系統(tǒng)相移的平均值。相位補(bǔ)償信 號(hào)鏈中產(chǎn)生的直流電壓可以計(jì)算如下：
對(duì)于給定的相位設(shè)置，等式5 和等式6 提供了目標(biāo)輸入電壓。現(xiàn)在，子系統(tǒng)已線性化，可以校正失調(diào)誤差和增益誤差了。圖6 和圖7 中同時(shí)顯示了線性化的I 和Q 通道結(jié)果。對(duì)數(shù)據(jù)集進(jìn)行線性回歸計(jì)算，結(jié)果將產(chǎn)生圖中所示最優(yōu)擬合線。該擬合線為各個(gè)轉(zhuǎn)換信號(hào)鏈的實(shí)測(cè)子系統(tǒng)傳遞函數(shù)。
圖6. 線性化的I 通道結(jié)果 (5)
圖7. 線性化的Q 通道結(jié)果(6)
系統(tǒng)O_set 誤差和增益誤差校準(zhǔn)
接收器子系統(tǒng)中各信號(hào)鏈的理想失調(diào)應(yīng)為0 LSB，但是，對(duì)于I通道和Q 通道，實(shí)測(cè)失調(diào)分別為–12.546 LSB 和_22.599 LSB。最優(yōu)擬合線的斜率代表子系統(tǒng)的斜率。理想子系統(tǒng)斜率可計(jì)算如下：
(7)圖6 和圖7 中的結(jié)果表明，I 通道和Q 通道的實(shí)測(cè)斜率分別為6315.5 和6273.1。為了校正系統(tǒng)增益誤差，必須調(diào)整這些斜率。校正增益誤差和失調(diào)誤差可以確保，利用等式1 計(jì)算得到的信號(hào)幅度與理想信號(hào)幅度相匹配。失調(diào)校正與實(shí)測(cè)失調(diào)誤差正好相反：
(8)增益誤差校正系數(shù)為：
(9)接收轉(zhuǎn)換結(jié)果可通過(guò)以下方式校正：
(10)子系統(tǒng)的校準(zhǔn)直流輸入電壓按以下方式計(jì)算：
(11)要計(jì)算各子系統(tǒng)信號(hào)鏈的感知模擬輸入電壓，則須在I 通道和Q通道上使用等式11。利用這些完全調(diào)整過(guò)的I 通道和Q 通道電壓來(lái)計(jì)算以各直流信號(hào)幅度定義的RF 信號(hào)幅度。要評(píng)估整個(gè)校準(zhǔn)程序的精度，可以把收集到的結(jié)果轉(zhuǎn)換成理想子系統(tǒng)電壓，后者產(chǎn)生于調(diào)解器輸出端，假設(shè)條件是不存在相移誤差。這可以通過(guò)以下方式實(shí)現(xiàn)：用前面計(jì)算得到的平均直流幅度乘以每次試驗(yàn)的實(shí)測(cè)相位正弦分?jǐn)?shù)（除掉其中計(jì)算得到的相移誤差）。計(jì)算過(guò)程如下：
?相移為前面計(jì)算得到的相位誤差，平均校準(zhǔn)后幅度為來(lái)自等式1 的 直流幅度結(jié)果，已經(jīng)過(guò)失調(diào)誤差和增益誤差補(bǔ)償。表3 所示為在0 dBm RF 輸入幅度條件下，各目標(biāo)相位輸入的校準(zhǔn)程序的結(jié)果。等式12 和等式13 計(jì)算得到的校正因子將集成到旨在以此處所示方式檢測(cè)相位和幅度的任何系統(tǒng)之中。
接收器子系統(tǒng)評(píng)估結(jié)果
表3. 0 dBm RF 輸入幅度條件下某些目標(biāo)相位輸入端實(shí)現(xiàn)的結(jié)果。
圖8 為實(shí)測(cè)絕對(duì)相位誤差直方圖，其中，對(duì)于從–180° 到 +180°的 每10°步長(zhǎng)，其精度均高于1°。
圖8. 0 dBm輸入電平（相位步長(zhǎng)為10°）條件下的實(shí)測(cè)絕對(duì)相位誤差直方圖
為了在任何給定輸入電平條件下精確測(cè)量相位，RF 相對(duì)于LO 的感知相移誤差(?PHASE_SHIFT)應(yīng)恒定不變。如果實(shí)測(cè)相移誤差開(kāi)始以目標(biāo)相位步長(zhǎng)(?TARGET)或幅度函數(shù)的形式發(fā)生變化，則這里所提校準(zhǔn)程序的精度將開(kāi)始下降。室溫下的評(píng)估結(jié)果顯示，900 MHz條件下，對(duì)于最大值為11.6 dBm、最小值約為–20 dBm 的RF 幅度而言，相移誤差保持相對(duì)恒定。
圖9 所示為接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)幅度導(dǎo)致的額外相位誤差。當(dāng)輸入幅度降至–20 dBm 以下時(shí)，相位誤差校準(zhǔn)精度將開(kāi)始下滑。系統(tǒng)用戶需要確定可接受的信號(hào)鏈誤差水平，以確定可接受的最小信號(hào)幅度。
圖9. 接收器子系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍以及相應(yīng)的額外相位誤差
圖9 所示結(jié)果用5 V ADC 基準(zhǔn)電壓源收集。該ADC 基準(zhǔn)電壓源的幅度可以降低，從而為系統(tǒng)提供更小的量化水平。這樣，在小信號(hào)條件下，相位誤差精度會(huì)略有提升，但會(huì)增加系統(tǒng)飽和幾率。為了提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍，另一種不錯(cuò)的選擇是采用一種過(guò)采樣方案，該方案可以提高ADC 的無(wú)噪聲位分辨率。求均值的采樣每增加一倍，結(jié)果可使系統(tǒng)分辨率增加½ LSB。給定分辨率增量的過(guò)采樣比計(jì)算方法如下：
(14)當(dāng)噪聲幅度不再能隨機(jī)改變各采樣的ADC 輸出代碼時(shí)，過(guò)采樣會(huì)達(dá)到一個(gè)效益遞減點(diǎn)。在該點(diǎn)時(shí)，系統(tǒng)的有效分辨率將不能再次提升。過(guò)采樣導(dǎo)致的帶寬下降并非大問(wèn)題，因?yàn)橄到y(tǒng)是以緩慢變化的幅度測(cè)量信號(hào)的。
AD7903 評(píng)估軟件提供一個(gè)校準(zhǔn)程序，允許用戶針對(duì)三個(gè)誤差源，對(duì)ADC 輸出結(jié)果進(jìn)行校正：相位、增益和失調(diào)。用戶需要收集系統(tǒng)未經(jīng)校正的結(jié)果，確定本文計(jì)算的校準(zhǔn)系數(shù)。圖10 所示為圖形用戶界面，其中，校準(zhǔn)系數(shù)已高亮顯示。 系數(shù)一旦確定，則可利用這個(gè)面板來(lái)計(jì)算解調(diào)器的相位和幅度。極化坐標(biāo)為觀測(cè)到的RF 輸入信號(hào)提供了一種直觀的呈現(xiàn)方式。幅度和相位計(jì)算通過(guò)等式1 和等式2 計(jì)算。用"采樣數(shù)(Num Samples)"下拉框，通過(guò)調(diào)整每次捕獲的采樣數(shù)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)過(guò)采樣比的控制。
Figure 10. Receiver subsystem calibration GUI.
結(jié)論
本文探討了遠(yuǎn)程檢測(cè)應(yīng)用面臨的主要挑戰(zhàn)，并提出了一種利用ADL5380、ADA4940-2 和AD7903 接收器子系統(tǒng)的新型解決方案，該方案可以精確、可靠地測(cè)量材料內(nèi)容。提出的信號(hào)鏈具有寬動(dòng)態(tài)范圍的特點(diǎn)，在900 MHz 條件下，可實(shí)現(xiàn)0°至360°的測(cè)量范圍，精度優(yōu)于1°。
參考電路
Mallach, Malte 和 Thomas Musch, "超寬帶 微波掃描技術(shù)：多相流測(cè)量新概念" GeMiC 2014，德國(guó)亞琛，2014 年3 月10-12 日。 Ryan Curran
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