- 研究用于精確功率測量的二極管傳感器技術
- 利用合適的傳感器技術調制的信號
- 用傳感器技術進行精確的真實RMS測量
本文中我們將分析一些現代通信系統對測量功率的需求，并將介紹功率測量技術以及在進行功率測量的過程中存在的誤差和不確定性。
客戶對數據率日益提高的需求已經驅使從第一代移動電話和微波鏈路所使用的簡單的恒定包絡調制方式—如PMR設備中使用的FM制式—向更為復雜的調制制式如GMSK、CDMA和N-QAM轉移。
本文將重點介紹對CDMA和N-QAM系統的均方根(RMS)測量，并將介紹可用于測量這些類型信號的兩種不同類型的傳感器技術。
CDMA信號如IS-95(北美窄帶CDMA標準)或3GPP WCDMA標準具有大量的幅度內容。通常情況下,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種幅度變化致使傳統的CW線性校正二極管傳感器不適合于這些類型的測量。
射頻鏈路已經采用了N-QAM—典型的是64 QAM或256 QAM—調制方式以提高數據率。其它如WLAN標準這樣的一些較新且數據率較高的系統也采用了64QAM以獲得最快的數據率。這些系統的符號率通常高于大多數常見的峰值功率計的帶寬，而RMS測量可以對系統的功率作出精確和經濟的指示。
功率測量技術已經確定了三類主要的功率傳感器設計：熱敏電阻、二極管和熱電堆或塞貝克效應(Seebeck effect)。熱敏電阻傳統上一直被用于標準的轉換，并不用于對系統和設備的常規測量，因為它們的功率處理能力有限。
基于二極管的傳感器一直有兩種不同的形式：僅基于平方律的傳感器和線性校正寬動態范圍傳感器。最近，人們已經推出了第三類二極管傳感器，即基于多只二極管的傳感器。
熱電堆或塞貝克效應傳感器根據熱電偶的原理工作，并依賴于輸入信號的熱效應。這使它們成為測量復雜波形如N-QAM的真實RMS功率的理想選擇，因為無論加在載波上的調制方式是什么，它們將總是對輸入波形的真實RMS值作出響應。
熱電堆具有良好的返回損失，它可以減小測量的不確定性。唯一的缺點在于它們的動態范圍有限，且與二極管傳感器相比響應速度較慢。安立的快速熱傳感器具有4ms的響應時間。
圖2所示為熱電堆單元和二極管檢測器的響應。傳統的二極管檢測器要么工作在平方律區域，因此動態范圍被限制為50dB；要么采用線性校正技術來擴展它們的動態范圍。這種技術受到功率計速度的限制，并且不適合于系統傳輸的符號率遠遠超過功率計采樣率的應用。
圖1：熱電堆傳感器
圖2：MA2481B通用傳感器
如圖2所示，我們可以看到二極管平方律從-70dBm延伸到大約-20dBm。通用的傳感器利用三條二極管路徑構成的平方律區域來制成一種從+20dBm覆蓋到-60dBm動態范圍的真正的RMS傳感器。在二極管對之間有兩個轉換點，第一個轉換點大約在-3.5dBm，而第二個轉換點在-23.5dBm。
對于檢測器A的路徑，有40dB的衰減；如果輸入功率在+20dBm到-3.5dBm的范圍內，就要選擇該檢測器。因此，在二極管上的信號電平的變化范圍從-20dBm到-43.5dBm。檢測器B具有23dB的衰減，如果輸入功率的范圍在-3.5dBm到-23.5dBm之間，就要選擇該檢測器。在二極管上的信號電平的變化范圍從-26.5dBm到46.5dBm。
最后一對二極管－檢測器C只有6dB的衰減，并且當輸入電平下降到-23.5dBm以下才工作。在二極管上的信號電平的變化范圍從-29.5dBm 到-66dBm。系統框圖和物理版圖如圖3和4所示。
圖3：MA2481B通用傳感器
圖4：通用傳感器的物理版圖
然而，讓我們比較兩個傳感器的噪聲性能。對于兩個路徑傳感器，在－20dBm的中途轉換點，在二極管上的輸入功率等于-60dBm，在此點的噪聲會對測量造成嚴重的影響。對于三路徑傳感器，在任一個轉換點的最低信號都是-46dBm，所以信噪比要比采用雙路徑的方法好得多，從而使測量速度更快，但是精度較低。
測量誤差和不確定性可以分成四個受影響的主要區域：功率計、校正器、傳感器以及被測器件的一些特性，如匹配和偽信號輸出。我們將依此考查這些領域以分析它們對功率測量的貢獻。
圖5：安立的ML2437A功率計的簡化框圖。
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這是一個現代功率計的典型方框圖。輸入信號被放大后，經過模數轉換，然后，由DSP處理。在傳統的功率計中，放大器的每一個量程的設置通常采用十倍量程。對寬動態范圍功率傳感器的需求已經導致要采用動態范圍更大的模數轉換器，并且各量程的覆蓋范圍通常大于10dB。
安立的功率計具有5個放大器量程，增益最小的兩個量程是直流耦合，并且具有對GSM類型應用快速響應的優點。其它三個量程是交流放大器，它們與傳感器中的一個斷路器配合使用。這些量程被用于測量低電平的信號，在此，穩定性、噪聲和漂移是主要的參數。如果減小這些量程的帶寬，可以改善噪聲性能。
儀器的精度
功率計的儀器精度小于0.5%，并且可以被處理為一般誤差；當考慮作為基帶電壓測量系統時，這就是功率計的性能。一些通常會影響該數字的參數—如量化誤差以及零殘留(carry over)—已經通過采用具有更高分辨率的模數轉換器大為降低。
最低的增益量程通常具有最大的動態范圍。讓我們分析量化對該增益量程的影響，因為該影響將是最重要的。
在這個量程上，模數轉換器的最大輸入電壓是4.5V。轉換器為16位模數轉換器，所以，分辨率為每位68.6uV。該量程必須處理的最小信號大約是80mV，這大約對應于模數轉換器的1,200位。因此量化誤差小于0.09%，不必當成獨立的項目來處理。其它的放大器量程具有更小的動態范圍，所以量化誤差要小得多。
零位調整和漂移
這是調零過程的殘留效應，其在一小時內的漂移采用最大平均法來測量。對該參數的規范要求是誤差項在最敏感的范圍內小于滿量程的0.5%。對于本文中已討論過的兩個傳感器，最敏感的量程達到10dB。
對于快速熱量傳感器，零位調整等于0.05mW；而對于通用二極管傳感器，零位調整等于0.05nW。隨著功率電平在最小量程內的降低，零位調整和漂移的影響更為重要。對于已公布的動態范圍內最低端的信號，其貢獻小于5%。
校準器功率參考
功率參考為功率計提供一個可追蹤的0dBm參考電平，以校準傳感器。參考校準可追蹤到國家標準，并且可以被考慮為具有+/-1.2%內的峰值精度或一年內具有0.9% 的RSS。我們要考慮的其它誤差是待校準傳感器與該參考之間的不匹配。該參考具有小于1.04的VSWR(電壓駐波比)，而該數值有助于減小這種誤差。對于被考慮的兩個傳感器，這個誤差項是0.31%。
功率傳感器
功率傳感器對不確定性預算的影響有5個因素：
1. 線性度
傳感器具有一個線性規范，它是與理想功率測量設備之間的測量偏差；
2. 溫度系數
熱電堆和二極管單元兩者都具有溫度系數。安立的傳感器對溫度漂移進行單獨的校正，并且在功率計用來計算校準的襯底上具有小的熱敏電阻。校準是不完美的，所以，仍然存在殘余誤差；典型情況下，該誤差在寬的溫度范圍內小于1%。
3. 不匹配
它是在測量時傳感器和被測設備之間的不確定性。這常常是誤差預算中最大的一個因素，即使各傳感器之間的匹配較好。
4. 校正因子的不確定性
這是傳感器和校正因子的校正系統之間不匹配的函數，它受到被測傳感器的影響。所以，對于38GHz的快速熱傳感器的例子，其具有的校正因子不確定性為3.62%，而2.2 GHz的通用傳感器具有0.6%的校正因子不確定性。
5. 噪聲
這取決于傳感器的類型和所施加的信號電平。對于熱電堆單元，隨著信號電平的減小，噪聲的貢獻增加。對于通用傳感器，我們需要考慮每一組二極管上向著量程轉換點處增加的噪聲。在量程轉換之后，信噪比就得到改善。功率計信號通道對傳感器的整體噪聲性能的貢獻相對很小。
平均化可以減小噪聲，安立 ML234X功率計提供幾種平均化的方案。在較低功率下，有一種自動增加平均的工具，以保持在較高功率電平上的快速響應。
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不匹配
當進行一次測量時，這可能是對誤差預算貢獻最大的一個因素。不匹配誤差由傳感器和信號源的阻抗不匹配所引起。在通用術語中，傳感器—是無源終端—往往具有比有源器件更好的匹配。反射波與發射波以向量方式疊加，從而產生駐波。傳感器將檢測到這一點，但是，不可能探測到最大和最小的位置。因此，當考慮不匹配誤差時，我們總要采用最壞的情形。
描述不匹配程度的方程如下：
其中s是信號源。l是負載，這種情況下就是傳感器。
采用一種衰減器可以改善不匹配誤差。在安立的功率計中，有一種工具容許用戶輸入具有衰減值的表格并應用到測量之中。精密的衰減器能夠被校準到0.05dB或1.15%。如果采用非精密的衰減器，那么，校準誤差可能大于你所尋求的對不匹配的改進。
諧波和偽信號
圖6：因信號源和傳感器之間的不匹配引起的誤差表面
在功率測量上的另一個誤差源就是諧波和偽信號。平方律傳感器將把其通帶內所有信號的功率疊加。
對于滿足政府或國際規范要求的大多數已完成的系統設計，這些信號對測量的影響是可以忽略的。然而，對于在不完整系統或子系統的部分上做的測量，由于沒有濾波措施，這些信號可能導致額外誤差。例如，假設本地振蕩器通過混頻器泄漏，那么，該頻率成分就僅僅比主信號低20dB。
傳感器將把兩個功率疊加在一起，由于存在兩個信號，將導致附加的1%誤差。如果我們看另外一個例子，這次放大器的信號被壓縮。在這種情形下，諧波輸出可能僅僅比載波小10dB，因此將給讀數添加額外的10%誤差，這與系統中其它的誤差相比顯得很大。
在多載波測試的過程中，這種真實RMS傳感器的特性具有較大的優勢。如果我們取兩個相距幾MHz的載波，那么峰值電壓將為2V。基于二極管的峰值功率計然后會把這個讀數讀為4倍功率，而真實RMS傳感器將正確地把組合信號識別為2倍功率。
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那么，讓我們看這些誤差對兩個測量情形的影響。在兩種情形下，我們都將假設信號源具有1.5的VSWR，并且該信號的偽輸出是可忽略的。
1. 在+10dBm采用通用傳感器對2.2GHz WCDMA信號進行測量；
2. 在+10dBm采用熱傳感器測量38GHz射頻鏈路；
在這兩種情形下，我們假設在測量上的噪聲和零漂移效應都是可以忽略的。
表中顯示了疊加在線性和RSS模式中的不確定性。
表1：兩種測量情況的不確定性
線性求和假設最壞情形的誤差總要相加。RSS求和采取這樣的觀點：由于信號源的誤差源于不同的物理機制，那么假設它們在最壞情況下平均起來不會疊加就是合理的。
當處理非物理相關的不確定度的總和時，許多公司和不確定性方案采用了這種方法。如果我們要從這些頻率和功率電平增加我們對不確定性的了解，那么，最好的辦法是通過三維圖形來展示這一點。
圖7：通用傳感器MA2481B的不確定性表面，最壞情況已經被疊加
對于不采取平均處理的通用傳感器，該圖顯示了在室溫下不確定性的總和。最壞情形已經被疊加上去了。從中可以看到噪聲對二極管的每一條路徑的影響。利用大小適度的平均處理，在轉換點上的噪聲可以被減小到微不足道的水平。在低功率電平上，噪聲是最大的一個影響因素。
圖8：熱傳感器的不確定性表面被平均化處理，RSS誤差已經被疊加
該圖顯示了熱電堆傳感器在其整個工作頻率范圍內的不確定性表面。在該情形下，信號源匹配一直固定在1.2，所以由于不匹配引起的不確定性被減小了。不確定性已經被當作RSS項疊加。在低功率電平上不確定性的增加主要是由零位調整參數引起的。這種與頻率相關的紋波是因在整個范圍內變化的校正因子的不確定性引起的。
2.5%不確定性，在圖上是最低的不確定性，剛好高于+/-0.1dB；而8%的不確定性，在圖中是最大的不確定性，是+0.33/-0.36dB。
本文小結
利用合適的傳感器技術，可以對具有復雜調制的信號進行精確的真實RMS測量。本文介紹了在測量功率時計算不確定性預算過程中需要考慮的各種因素。
在大信號功率級，最重要的一個影響是不匹配，而這可以利用如精密衰減器之類的匹配技術進行管理；在低功率級，最重要的影響是噪聲，而這可以通過在功率計上選擇適當的平均條件來管理。
