【導讀】半導體市場不斷推動IGBT技術實現更高功率密度、魯棒性和性能水平。對于新一代IGBT而言，始終需要能夠輕松融入設計并在不同應用中表現良好的產品。IGBT應能助力打造出擁有優化系統成本的可擴展逆變器產品組合。本文通過仿真和應用測試，對英飛凌全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7技術以及對應的同類最佳900A和750A EconoDUAL? 3模塊的電氣性能和熱性能，與英飛凌IGBT4技術進行了比較。在1700V IGBT模塊特定應用背景下，考慮到了芯片優化。研究結果表明，采用新型1700V IGBT7/EC7技術的模塊在大量應用中顯著提高了功率密度。
1 典型應用條件的定義
1700V IGBT模塊適用于不同應用。其中，最典型的要數電源電壓高達690V AC的變頻器（VFD）。在這個電壓級別下，直流母線電壓約為930V，接近900V（數據手冊中的動態表征[1,2]）。同時，變頻器制造商允許在運行制動單元之前，直流電壓達到1070V-1100V[3,4]。而在必須滿足低總諧波失真（THD）、穩定的電機運行或能量回饋電網等要求的應用中，有必要使用有源前端（AFE）整流器。在運行這種整流器期間，直流母線電壓會上升到更高的水平，并且在保護系統被觸發之前，達到約1200V的最大水平[2,5]。在另一個1700V IGBT模塊被廣泛使用的應用中（風力渦輪機），也有提高直流母線電壓水平的趨勢。由于使用了額定電壓為1380VAC的永磁同步發電機（PMSG）[6]，該值達到了2100V（在故障模式下，例如，電網故障時，可以達到更高值）。考慮到采用三電平拓撲結構（ANPC或NPC1），一個模塊的直流電壓等于1050V。而在實際應用中，1700V IGBT模塊的工作電壓可能高于其數據手冊中的推薦值。因此，關斷時，VCE過壓的最大幅度將增加；導通時，二極管的軟度將受到限制，整體功耗水平上升。因此，本文聚焦1150V直流母線電壓，旨在反映新模塊在實際應用條件下的工作情況。
一篇論文很難覆蓋所有可行的應用。因此，在下面的例子中，只討論了變頻器和AFE，以突出新技術實現的優化。采用EconoDUAL? 3封裝的1700V IGBT模塊可以適用于逆變器不同的功率等級（從70kW到數MW（模塊并聯））。在該功率范圍內，開關頻率在1kHz-2.5kHz之間[3,4,5]。根據額定功率為160kW的中功率逆變器的典型參數及其負載，可以估算出其開關損耗與導通損耗之比（如圖1所示）。在本示例中，功率因數的變化說明了模塊的二極管（cos(φ)=-1，AFE的典型值）或IGBT（cos(φ)=0.85，變頻器的典型值）上承受負載功率。該計算是針對采用IGBT4技術的FF600R17ME4_B11進行的。
圖1：在以下條件下，FF600R17ME4_B11的功率損耗比：fsw=2.5kHz，Irms=175A，cos(φ)= 0.85/-1，m=1，fout=50Hz，VDC=1150V, 強制通風冷卻
如圖1所示，在這兩種情況下，動態損耗在總功率損耗中占據主要比例。這決定了主要改進方向。靜態損耗所占比例仍然很大程度上取決于功率因數。例如，cos(φ)=0.85時，靜態損耗占IGBT總損耗的 34%，二極管僅占10%；cos(φ)=-1時，情況則相反，即IGBT占6%，二極管占40%。
降低開關損耗，對于優化模塊的電氣性能而言至關重要。同時，也不能忽略IGBT和二極管的開關和靜態參數的適當平衡，來實現比圖1傳導損耗更小的應用（參見第7節）。
在接下來的章節，我們將仔細考慮使用這種方法來優化芯片。
1 1700V TRENCHSTOP? IGBT7
2.1 IGBT7和EC7的技術說明
IGBT7技術于2018年首度推出，現已支持1200V電壓等級，適用于低功率[7]、中功率[8]和高功率模塊應用[9]。為完善中功率1700V模塊組合，并提高相同模塊尺寸下的功率密度，TRENCHSTOP? IGBT7技術已開發問世。我們將在下一節探討其主要特性。
為了解決電流密度增加帶來的相關挑戰，IGBT7基于微溝槽（MPT）結構設計，在1200V上得到了首次應用[7]。MPT結構簡圖如圖2所示。
圖2：微溝槽（MPT）單元，其中心是有源溝道，可選配相鄰無源溝槽/臺面（mesa）（如[7]所述）
將mesa寬度降至亞微米級別，可以增加載流子限制，從而實現出色的靜態損耗性能。此外，調整接觸方案，可以使開關行為、損耗和柵極電荷同時得到優化。
新一代1700V英飛凌二極管EC7（發射極控制），融合了1200V EC7和1700V EC5的理念，旨在于更高的電流密度下，實現更優的折衷，并維持在不同應用條件下運行所需的魯棒性。
1700V IGBT7和EC7的靜態和動態性能將在接下來的兩節中介紹。
2.2 靜態行為損耗
圖3顯示了1700V IGBT7和IGBT4在其對應的最高額定電流模塊FF900R17ME7_B11和FF600R17ME4_B11中的輸出特性。
圖3：在不同溫度下，Vge=15V時，IGBT4和IGBT7的輸出特性。頂部條形圖對比了在這兩個最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時的Vce。
由于MPT載流子的限制，IGBT7顯著降低了靜態損耗。通過在其各自的模塊額定電流和不同Tvj,max（175°C/150°C）下進行比較，IGBT7的Vce,sat在2.05V-2.45V下降低了400mV。為了公平比較，我們在相同的集電極電流（600A）和相同的結溫（150°C）下進行了比較，其優勢更加明顯（1.65V和2.45V）（請參考條形圖）——在相同的模塊尺寸和可比的芯片尺寸下，靜態損耗降低了33%。圖4對比了1700V EC7和EC4的正向特性（同樣采用最高額定電流模塊）。其一大區別在于Vf的溫度系數。EC4的靜態損耗隨溫度升高而增加，EC7在較高的應用溫度下，Vf在負載下有所降低。
在600A和150°C下比較二者可發現，EC7只是稍稍改善了Vf（約70mV）。如果在其各自的額定電流和最高額定結溫下進行比較，可發現新技術的Vf甚至更高。這種設計選擇的原因可以通過重新查看圖1來加以理解，圖1表明，IGBT的導通損耗顯著低于二極管的開關損耗。因此，在設計中，選擇更傾向于減少等離子體的折衷點，從而大幅改善二極管的關斷損耗。該措施還降低了IGBT的開通損耗，具體將在下一節中討論。
圖4：在不同溫度下，1700V EC4和EC7的二極管正向特性。頂部條形圖比較了在最高額定電流模塊中，電流水平（IC=600A）和溫度（Tj=150°C）相同時的Vf
3 開關行為
3.1 開關速度可控性和過電壓
如第1節所述，開關損耗是大多數1700V IGBT模塊應用損耗的主要因素，因此是關鍵的參數優化對象。在本節中，我們將在1150V的直流電壓下，如第1節所推論的那樣，比較這兩種技術的開關行為。
首先我們來關注IGBT的關斷，最快、最關鍵的工作點出現在低溫（此處為25°C）和高電流（此處為Inom，分別為900A/600A）下。圖5比較了在這些條件下，兩代IGBT的電壓斜率。我們在IGBT7和IGBT4上，觀察到了類似的dUce/dt可控性——自限開關速度略高于6kV/μs，而且通過Rg,off對電壓斜率有良好的可控性。
圖5：IGBT7/EC7和IGBT4/EC41700V芯片組的導通和關斷瞬態的開關速度比較。IGBT電壓斜率為dU/dt10-90/dU/dt90-10。測量條件：T=25°C、UDC=1150V，IC=Inom（關斷）//Inom（導通）的1/10。
突出顯示的數據點為圖7所述的開關事件的條件。
在IGBT關斷期間，較高的額定電流以及IGBT7的較高dI/dt，對過壓行為提出了更高的要求。圖6顯示了Uce,max與Rg的關系。
圖6：UDC=1150V,T=25°C,LS,setup=25nH時，IC= Inom，關斷期間的IGBT過壓
盡管IGBT7的額定電流高出50%，但它并未達到更高的Uce,max。在整個Rg范圍內，這兩種技術都保持在1625V以下，并且與1700V的額定電壓保持了很好的裕量。雖然Rg的依賴性略有不同，但總體而言，這兩種技術都顯示出了調整門極電阻的靈活性，能夠輕松滿足各種過壓、開關速度和雜散電感的要求。
現在，我們來關注IGBT導通，最快的dU/dt斜率出現在低IC電流下。圖5顯示了在室溫下，1/10 Inom（90 A/60A）時的dU/dtIGBT。我們同樣在IGBT7和IGBT4上，觀察到了非常相似的dU/dt可控性。IGBT7的Rg可控dU/dt域，在10kV/μs到2kV/μs之間。原則上來講，IGBT4顯示出了相似且可實現的開關速度。但實際上，由于在1150VDC下二極管的關斷振蕩，IGBT4技術無法實現高于約3.4kV/μs的開關速度。
通常而言，二極管的關斷行為可能會限制IGBT的最大開關速度，這是因為二極管電流跳變（snap-off）會觸發高過壓或振蕩。兩者都可能導致模塊受損，或引起嚴重的電磁干擾（EMI）問題，因此，必須加以避免。這個問題被稱作是續流二極管的軟關斷行為或軟度問題。二極管的軟度主要受器件溫度Tj、正向電流If、反向電壓Ur，以及關斷速度dI/dt的影響。二極管過壓由直流母線電壓和換流回路中的有效雜散電感引起。軟關斷可以通過提供拖尾電流來實現，從而導致更高的恢復電荷，最終導致二極管產生更高的關斷損耗，同時，也導致IGBT產生更高的導通損耗。因此，二極管開發期間的挑戰是，在充足的軟度和最佳的關斷損耗之間找到最佳的平衡點。
圖7顯示了1150V時，EC4和EC7這兩種二極管技術在兩種不同的開關速度下的二極管關斷情況。在3-4kV/μs的關斷速度下，兩種技術都表現出類似的關斷性能，幾乎沒有過電壓峰值和低振蕩。在更快的8-10kV/μs關斷速度下，則可以觀察到明顯的差異。1700V EC4傾向于電流和電壓振蕩，而1700V EC7在關斷時，沒有振蕩或跳變。因此，IGBT7/EC7可以實現更快的二極管關斷和IGBT導通，進而降低Eon和Erec損耗，具體我們將在下一節探討。
圖7：在不同的開關速度dU/dtIGBT,on（上圖：3-4kV/μs，下圖：8-10kV/μs），25°C，1150V和0.1xInom下，1700V EC4和EC7的關斷開關曲線。圖5顯示了所描述的電壓斜率所需的Rgs
3.2 開關損耗
最后，VDC=1150V時，IGBT和二極管的開關損耗對比如圖8所示。為了公平比較，我們在Tj=150°C時，在其各自的額定電流下，測量了它們的開關損耗，歸一化為[μJ/A]，然后，根據開關速度制圖。
圖8的上圖顯示在25°C和Inom時，IGBT關斷期間，歸一化的IGBT關斷損耗與dU/dt的關系。IGBT4和IGBT7在整個dU/dt范圍內，都表現出相當的關斷損耗，最低約為370μJ/A。對比靜態損耗得到顯著改善的IGBT7（參見第2節），IGBT7顯然實現了比IGBT4更顯著的折衷優化。
圖8的下圖顯示了歸一化的Eon和Erec損耗與導通速度的關系。兩種技術在相同的開關速度dU/dt10-90下，產生了相似的IGBT導通損耗。但正如上節所述，由于在高直流母線電壓下，二極管會發生振蕩，因此，IGBT4/EC4技術無法實現高于3.4kV/μs的開關速度。相比之下，IGBT7能夠通過更快的開關，大幅降低導通損耗——這是1700V EC7更高的軟度所實現的。因此，與沒有速度限制的IGBT4相比，總導通損耗可降低40%以上，在典型的7kV/μs dU/dt限制下，降低30%以上[10]。
圖8：Tj=150°C、IC=Inom與T=25°C、IC=Inom（關斷）或1/10Inom（導通）下的歸一化開關損耗。條形圖表示兩個模塊在可達到的最高dU/dt下的損耗
圖8的下圖對比了1150V和150°C時的二極管損耗Erec。EC7在整個開關速度范圍內，明顯降低了開關損耗。
在相同的dU/dt下進行比較時，盡管EC7與EC4顯示出了相似的Vf性能，但EC7的Erec比EC4低約50%（見2.2）。這明確顯示了EC7所實現的折衷收益。即使在不同的開關速度下，例如，在旨在降低Eon的軟度限制操作中，Erec仍然大幅降低。圖8下圖右下角的條形圖說明了這一點。因此，可以得出結論，EC7二極管帶來的更快開關，可以在IGBT導通期間，顯著降低Eon和Erec損耗。
4 宇宙射線的魯棒性
在所有典型應用中，逆變器和功率模塊都暴露于宇宙輻射中。這些高能粒子會導致設備受損。因此，在設計逆變器時，需要考慮輻照事故導致設備發生故障的概率。這個故障率很大程度上取決于功率模塊運行時的直流母線電壓，以及安裝的海拔高度。在高海拔地區，會承受更高的宇宙輻射通量[11]。
圖9：室溫下的宇宙射線失效率（歸一化為1200V時的F600R17ME4_B11失效率）
圖9比較了1700V IGBT7/EC7模塊與其上代模塊的宇宙設線失效率。其中，FF600R17ME7在1200V時的失效率被歸一化，并將圖按比例縮放到宇宙射線失效率的相關電壓范圍?？梢园l現，最新一代芯片實現了相當大的改進：1200V時的失效率降至1/3，到1300V時減少了大約一個數量級。
5 模塊的封裝
1700V IGBT7 EconoDUAL? 3模塊的整個產品組合都采用了首次在FF900R12ME7_B11中推出的封裝。此外，新器件支持在Tvj高達175°C的過載狀態下運行，最長可持續60秒。此過載時間間隔必須在負載循環時間的20%以內[8]。
這種封裝的另一個優點是，增強了電源端子的載流能力。這有助于降低母線的溫度——在逆變器功率密度不斷提高的趨勢下，這一點特別重要。該模塊封裝的測試結果已經在以前的論文中介紹過[8]。
6 應用測試
為了比較FF600R17ME4_B11和FF900R17ME7_B11模塊在實際應用條件下的性能，我們進行了逆變器測試。如第1節所述，在1700V IGBT模塊的大多數應用中，直流母線電壓都超過了1000V。因此，我們決定使用填充了凝膠且搭載了熱電偶的模塊進行測試。我們將溫度傳感器粘在最熱的芯片中心位置。其他測試條件與第1節中給出的條件一致（見表1）。IGBT7模塊在兩種不同的導通速度下，進行了測試——可能的最快速度和7kV/μs限制速度[10]。正如第3節所述，FF600R17ME4_B11的最大速度約為3.4kV/μs，測試中所有器件的關斷斜率均低于7kV/μs。測試所使用的逆變器組件見圖10。
表1：應用測試的參數
圖11顯示了，cos(φ)=0.85時，TIGBT與上述兩個模塊的Iout的關系。在這種操作模式下，IGBT芯片的損耗占比高。在TIGBT=150°C時，FF900R17ME7_B11的輸出電流增加75A（增加26%），并通過所選的Rgs將dU/dt限制在7kV/μs。在最大速度下，900A模塊的優勢更為明顯——Iout高90A（+31%）。相對地，當在TIGBT=175°C下運行時，FF900R17ME7_B11在最大開關速度下，提供多出120A（+41%）的輸出電流。
cos(φ)=-1時的操作如圖12所示。與之前的操作模式相比，其二極管的損耗占比高。當限制在TDiode=150°C時，在7kV/μs和最大導通速度下，新模塊的輸出電流分別增加了50A（+17%）和55A（+19%）。開關速度的降低并沒有改變整體損耗和溫度性能，這一怪象可以通過函數Eon(dU/dt)的陡度大于函數Erec(dU/dt)的陡度來解釋。在這種情況下，通過調節至7kV/μs來降低二極管動態損耗所帶來的積極效果，可被Eon增加來抵消（見圖8）。在TDiode=175°C下運行，可以使900A模塊驅動的輸出電流比前代產品高87A（+30%）。
圖中文字：
Gate driver：門極驅動
DC-link capacitors：直流鏈路電容器
Fan：風扇
Adapter board：適配器板
IGBT module：IGBT模塊
圖10：應用測試中的測試設置
圖11：在cos(φ)=0.85的應用測試中，TIGBT與輸出電流的關系（參數見表1）
圖中文字：
FF600R17ME4_B11 at max speed：
最大速度下的FF600R17ME4_B11
FF900R17ME7_B11 at 7 kV/μs：
7 kV/μs時的FF900R17ME7_B11
FF900R17ME7_B11 at max speed：
最大速度下的FF900R17ME7_B11
圖12：在cos(φ)=-1的應用測試中，TDiode與輸出電流的關系。參數見表1
這些結果顯示了，上述章節所描述的芯片優化方法的有效性；另外，結果還表明，與上一代IGBT模塊相比，全新的同類最佳1700V IGBT7模塊在各種工作模式下都具備的卓越性能。
7 帶有放強二極管的FF750R17ME7D_B11
7.1 模塊理念
在許多應用中，二極管靜態損耗影響了整個模塊的性能，例如，靜止無功發生器和帶有雙饋感應發電機或直接驅動式機器的風力渦輪機中的轉子側變流器。
全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT技術提供了一種提高二極管性能的明智方法。得益于FF750R17ME7D_B11中新裸片的尺寸，該模塊可以容納更小的750A IGBT（與FF900R17ME7_B11相比），從而充分利用空間，并增加二極管的有效區域。這帶來了兩大優勢：與FF900R17ME7_B11相比，VF降低了12%，RthJC,DIODE降低了16%。
圖13概括了本文討論的所有模塊的靜態損耗和動態損耗。開關損耗是在1150V的直流鏈路電壓和每個器件的最大可能換向速度下測得的。
圖13：FF900R17ME7_B11、FF750R17ME7D_B11和FF600R17ME4_B11的VF和VCE,sat（IC=600A和Tvj =150°C）和動態損耗（在Tvj=150°C，IC=600A時測量，單位為μJ/A）
我們將在下一節將詳細介紹優化VF和RthJC,DIODE值對模塊性能的影響。
7.2 基于應用的仿真
為了演示FF750R17ME7D_B11的性能，我們在具有雙饋感應發電機的風力渦輪機的轉子側變流器的典型應用條件下，進行了仿真。然后與FF900R17ME7_B11的性能進行比較。比較結果見圖14。
FF750R17ME7D_B11在整個電流范圍內的Tvj比FF900R17ME7_B11低10°C至15°C。在150°C下進行比較時，FF750R17ME7D_B11的輸出電流多出60A（+13%）。同時，二極管較低的RthJC導致FF750R17ME7D_B11的結溫波動ΔTvjDIODE減少。這使得功率循環引起的壓力減小[12]。
圖14：FF750R17ME7D_B11和FF900R17ME7_B11在以下條件下的最大二極管溫度Tvj與Iout和結溫波動ΔTvjDIODE的關系：fsw=1.5kHz、cos(φ)=-0.75、m = 0.44、fout=7Hz、VDC=1850V、三電平ANPC配置，帶液冷散熱器
在Tvj=150°C下，比較這兩個模塊（FF750R17ME7D_B11驅動的Iout高出13%），在圖14所述的條件下持續運行時，具有加強二極管的模塊能夠實現大約1.5倍的功率循環周次。在Iout=470A下，比較這兩個模塊時，FF750R17ME7D_B11顯示出約4.6倍的功率循環周次。
上述計算結果僅給出了ΔTvjDIODE降低對風力渦輪機的功率模塊壽命的影響。對于這個問題，需要使用一個詳細的方法，包括使用風速曲線和雨流分析[13]。
8 總結
在開發新一代IGBT時，要想適用于不同應用并非易事。為了實現最高的應用通用性，新型1700V TRENCHSTOP? IGBT7模塊提供了更低的靜態和動態損耗。由于1700V EC7二極管改善了軟度，因此可以降低Eon（特別是在1150V的高直流電壓下）。新技術擴展了受控的dU/dt范圍，并有助于選擇正確的工作方案。此外，與前一代EC4相比，新一代EC7二極管的開關損耗更低，即便在更高的換向速度下工作也是一樣。另一個重要參數，即宇宙線射線FIT率，在高直流母線電壓下工作時也得到了明顯的改善。
為了進一步提升新產品組合的靈活性，并應對不同應用及二極管芯片中普遍存在靜態損耗，我們推出了FF750R17ME7D_B11。應用測試表明，與FF600R17ME4_B11相比，同類最佳的FF900R17ME7_B11可將逆變器的輸出電流提高41%（取決于功率因數）。功率損耗仿真還表明，對于有著苛刻VF要求的應用，FF750R17ME7D_B11可以比FF900R17ME7_B11多驅動13%的輸出電流，同時大幅延長了受限于功率循環的模塊壽命。
總之，全新TRENCHSTOP? 1700V IGBT7模塊可以提高逆變器的功率密度，并在大量應用中，實現更高的性能水平。
參考文獻
[1] FF600R17ME4_B11, datasheet.
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-FF600R17ME4_B11-DataSheet-v03_00-EN.pdf?fileId=db3a304333b8a7ca0133c679a07b6151
[2] VACON? NX AC drives. Active frontend unit (AFE). User manual.
https://files.danfoss.com/download/Drives/Vacon-NX-Active-Front-End-Unit-(AFE)-User-Manual-DPD00906B-UK.pdf
[3] SINAMICS G150. Converter cabinet units 75 kW to 1500 kW. Operating Instructions.https://support.industry.siemens.com/cs/document/45606159/sinamics-g150-converter-cabinet-units-75-kw-to-1500-kw-operating-instructions-control-version-v4-3-sp2?dti=0&lc=en-GB
[4] VLT? AutomationDrive FC 302 Enclosed Drives 90–710 kW. Design guide.
https://files.danfoss.com/download/Drives/VLT-AutomationDrive-FC-302-Enclosed-Drives-MG80K102.pdf
[5] Regenerative Frequency Converter. CFW-11 RB.
User’s Manual.
https://static.weg.net/medias/downloadcenter/h65/h1e/WEG-10005022198-14064791-r00-CFW11RB-users-manual-en.pdf
[6] Wind turbine GWH 191-4.0/4.55/5.0/6.0/6.7MW https://www.goldwind.com/cn/assets/5e3586aab1cb156d48f94c26351949df.pdf
[7] C. R. Mueller, et al., New 1200 V IGBT and Diode Technology with Improved Controllability for Superior performance in drives application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2018.
[8] K. Vogel, et al., New, best-in-class 900-A 1200-V EconoDUAL? 3 with IGBT 7: highest power density and performance, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2019.
[9] K. Yilmaz, et al., 1600 A 1200 V PrimePACK?2 with IGBT 7 for higher power density in drives application, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2020.
[10] Induction motors fed by PWM.
https://static.weg.net/medias/downloadcenter/hcb/h20/WEG-induction-motors-fed-by-pwm-frequency-inverters-50029350-brochure-english-web.pdf
[11] J.F. Ziegler, et al., Terrestral cosmic ray intensities, IBM J. Res. Dev. 40 (1) (1996) 19–39.
[12] AN2019-05
https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-AN2019-05_PC_and_TC_Diagrams-ApplicationNotes-v02_01-EN.pdf?fileId=5546d46269e1c019016a594443e4396b
[13] T. Methfessel, et al., Enhanced lifetime and power-cycling modelling for PrimePACK?
.XT power modules, PCIM Europe, Nuremberg, Germany, 2020
作者簡介
文：Aleksei Gurvich1, Philipp Ross1, Jan Baurichter1, Andreas Schmal1, Klaus Vogel1
1 德國英飛凌科技股份公司
通訊作者：Aleksei Gurvich, aleksei.gurvich@infineon.com
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