- 探究一種緊湊型全橋DC-DC隔離電源設計
- IGBT半橋集成驅動板電源特點
- 系統電源采用全橋驅動
- 原邊共用全橋控制的DC-DC電源設計
- 以兩組磁芯原邊繞組共用高頻全橋開關
新型電力電子器件IGBT作為功率變換器的核心器件，其驅動和保護電路對變換器的可靠運行至關重要。集成驅動是一個具有完整功能的獨立驅動板，具有安裝方便、驅動高效、保護可靠等優點，是目前大、中功率IGBT驅動和保護的最佳方式。集成驅動一般包括板上DC-DC隔離電源、PWM信號隔離、功率放大、故障保護等4個功能電路，各功能電路之間互相配合，完成IGBT的驅動及保護。輸入電源為板上原邊各功能電路提供電源，兩路DC-DC隔離電源輸出分別驅動上、下半橋開關管，同時為IGBT側故障檢測和保護電路提供電源，因此集成驅動板上電源是所有電路工作的前提和基礎。
文中的半橋IGBT集成驅動板需要兩組隔離的正負電壓輸出，作為IGBT的驅動及保護電路電源。由IGBT的驅動特點可知，其負載特性類似于容性負載，要達到可靠、快速的開通或關斷，就要求電源具有很好拉／灌電流能力，即良好的動態特性。半橋IGBT由上、下兩路開關管組成，型號相同，導通、關斷的驅動電壓、電流特性一致，作為雙路隔離DC-DC電源的負載，其負載特性是穩定的。因此可以設計兩路隔離電源，按照所要驅動的最大負載設計，不需要進行反饋控制。實際設計時必須依據選用的IGBT開關管參數和工作頻率，核算驅動板電源功率是否滿足，若不滿足，則需重新選用開關管。
1 IGBT半橋集成驅動板電源設計
1．1 IGBT半橋集成驅動板電源特點
電力電子變換拓撲中，以半橋IGBT為基本單元進行的拓撲設計最為廣泛，相應地對其有效驅動和可靠保護由半橋IGBT集成驅動板實現。半橋IGBT集成驅動板自身必須具備兩路DC-DC隔離電源，該電源要求占用PCB面積小、體積緊湊、可靠性高，并且兩組電源副邊完全隔離。在大功率半橋IGBT集成驅動單元的項目中，針對驅動單元需要高效、可靠的隔離電源，設計了一種電源變壓器原邊控制拓撲，即兩組隔離電源變壓器原邊共用一組全橋控制的思路，提高了電源功率密度和效率，節省了功率開關數量。全橋開關管巧妙搭配，無需隔離驅動，減少了占用集成驅動板上的PCB面積。
由于上下半橋的兩個單元IGBT性能參數一致、同體封裝，對半橋IGBT集成驅動板上兩路驅動表現出的負載特性完全一致，因此在IGBT半橋集成驅動板的電源設計中，兩組隔離的DC-DC電源原邊完全可以共用一組控制電路。IGBT半橋集成驅動板一般鑲嵌在IGBT功率模塊上，它對驅動板要求有兩個：第一是半橋集成驅動板對PCB面積、體積要求很高，要求盡可能小的PCB面積和體積；第二因為驅動IGBT需要的功率較大，對板上電源的功率密度、效率要求也較高。
1．2 原邊共用全橋控制的DC-DC電源設計
設計采用全橋電路控制DC-DC電源變壓器，兩個變壓器原邊共用一個全橋開關。正常模式下兩個全橋變換拓撲需要兩組全橋開關，同時全橋開關的脈沖驅動電路也為兩組共8路PWM脈沖。采用共用全橋拓撲節省了控制電路和全橋開關，簡化了DC-DC隔離電源電路。由于該電源是給半橋IGBT驅動電路供電，負載穩定且可計算，因此全橋DC-DC電源采用開環控制，滿足最大功率需求即可。電路原理如圖1所示，該電源由4部分組成：4路PWM脈沖產生電路、全橋驅動開關、電源變壓器及其副邊整流濾波電路。DC-DC電源輸入為單+15 V電源，輸出為兩組隔離的+15 V和-10 V雙電源，采用負電源是為可靠地關斷IGBT。
共用全橋開關的兩組DC-DC隔離電源工作原理為：對角的開關管同時開通，另外一組對角已經關斷，此時兩組磁芯原邊同時正反相激磁，副邊耦合，再進行全波整流濾波后得到穩定的電源。設計全橋開關工作頻率為360 kHz，同時采用全波整流，因此副邊不需要很大的濾波、儲能元件，有利于實現DC-DC電源小型化。
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全橋DC-DC電源參數為：輸入+15 V；輸出+15 V、-10 V；輸出功率6 W；工作頻率360 kHz。要求額定負載下動態特性、滿足：+15 V波動<+1 V；-10 V波動<-2V；工作頻率滿足5％的偏差容限。其中工作頻率由施密特觸發器CD40106參數及RC數值決定。具體參數為：R=2．2kΩ；C=748 pF；VDD=15 V；VT+=8．8 V；VT-=5．8 V。根據式(1)計算出振蕩頻率為748．792 kHz，因為設計中多諧振蕩器輸出對2路RC充放電，充電電容容量增大一倍，因此振蕩頻率為上述計算頻率的1／2，即374．396kHz。
1．2．1 原邊共用全橋控制的4路PWM信號產生
傳統的全橋DC-DC拓撲由4只相同的開關管組成，需要2路互反的PWM控制信號，每路PWM信號驅動對角的2只開關管，2路PWM信號要求有死區，避免全橋直通。全橋拓撲的上橋臂驅動必須隔離，否則無法完成正確驅動，隔離電路一般采用光耦或磁性器件實現，電路復雜、體積大。設計采用2個電源變壓器原邊繞組共用一個全橋開關，由于系統為+15 V單電源輸入，因此全橋開關采用2片內含PMOS和NMOS的S14532ADY實現，此時PWM驅動脈沖無需隔離，即不用將全橋的上下臂驅動脈沖進行隔離，使用振蕩電路的邏輯門進行驅動，簡化了控制電路，同時該全橋開關為小體積的SO-8封裝，實現了最小PCB設計。據此原理設計全橋開關需要4路PWM脈沖驅動，分為2組，每組內互反，驅動對角的PMOS和NMOS開關，2組之間帶有死區，具體的4路，驅動脈沖時序要求如圖2所示。G11、G2、G22、G1為4路PWM驅動，T1、T11為兩個DC-DC電源變壓器，此處只畫出了原邊繞組，C為隔直電容，能夠有效地防止變壓器磁芯飽和?？梢钥吹剑瑢堑拈_關同時導通，兩組對角交替開關，兩個變壓器磁芯工作在I、Ⅲ工作象限，雙向勵磁，有利于實現高功率密度。
采用上述設計，4路PWM時序必須嚴格按照圖2所示產生。一般PWM驅動產生方法用MCU、DSP或專用IC產生，難以實現低成本和緊湊設計。文中對通用多諧振蕩器電路進行改進，分別增加兩個二極管、電阻及電容，即可輸出滿足上述要求的4路PWM驅動信號，簡化了電源設計，提高了可靠性。
1．2．2 DC-DC電源變壓器的選擇及設計
系統電源采用全橋驅動，磁芯工作在I、Ⅲ象限，驅動上要能夠防止磁芯飽和，同時要求效率高、體積小。基于上述考慮，選用環形磁芯T10×6×5，材質為PC40，環形磁芯漏磁小、效率高。具體參數為：μi=2 400，Ae=9．8 mm2，Aw=28．2mm2，J=2A／mm2。系統工作狀態為：ηB=90％，Km=0．1，fs=366 kHz，Bm=2 000 GS，根據P0=Ae×Aw×2×fs×Bm×J×ηB×Km×10-6。得出P0=9．8×10-2×28．2 x 10-2×2×366×103×2 000 x 2×0．9×0．1×10-6=7．3 W，理論計算表明，所選磁芯滿足設計的功率要求。
變壓器匝數設計是根據式(2)和式(3)計算，其中μi為輸入電壓最小值，△Vce為額定電流下全橋回路開關管壓降，Dmax=0．48；μo為輸出電壓額定值；△Vd為輸出額定電流下全波整流二極管壓降。理論計算原副邊匝數為：原邊Np=4．6匝，副邊Ns1=5．8匝，Ns2=3．9匝。
Np=[(μi-△Vce)×Dmax]／(2△B×Ae×fs) (2)
Np=[(μo-△Vd)×(1-Dmax)]／(2△B×Ae×fs) (3)
實際調試結果為：原邊p=6匝，副邊Ns1=8匝，Ns2=5匝。
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1．3 帶死區的4路互補PWM信號仿真
兩路DC-DC電源變壓器原邊共用全橋拓撲，全、橋電路的4路PWM信號是在多諧振蕩器電路的基礎上添加幾個無源器件生成的，并且產生的兩組驅動信號帶有死區，能夠有效防止全橋開關器件直通。電路的工作原理是：對通用多諧振蕩器輸出加以改進，使其充放電電容容量不同，產生2路充放電曲線略有差異的波形，這個差異就會在兩組PWM波之間產生死區，再分別經過同相器和反相器，即可產生4路滿足驅動要求的PWM脈沖。
4路PWM生成電路的Saber仿真原理圖及仿真結果如圖3(a)和圖3(b)所示。由仿真結果可以看出，4路PWM脈沖能夠滿足共用全橋拓撲的控制要求。
2 實驗結果
圖4(a)所示為實際全橋DC-DC電源變壓器原邊及副邊繞組帶載波形，其中CH1為原邊線圈兩端電壓，CH2為副邊線圈正電壓。由于器件分散性，實際測試DC-DC電源工作頻率為366 kHz，頻率偏差為3．8％，滿足設計要求。圖4(b)所示為動態加載輸出波形，其中CH1為輸出正電壓，CH2為輸出負電壓。測試時負載為35 Ω／10 W，可以看到突加突卸額定負載時輸出正電壓較平穩，波動<1 V，滿足設計要求；負電壓稍有波動，考慮到IGBT負壓是用來維持關斷狀態，負壓在-5～-15 V即可，因此滿足半橋集成驅動電源的要求。
3 結束語
針對綠色能源設計需求，結合集成驅動板具體使用條件，實現了DC-DC隔離電源高效、可靠設計，并且易于和IGBT模塊集成，易于安裝。該電路以兩組磁芯原邊繞組共用高頻全橋開關的DC-DC隔離電源；生成4路無需隔離的全橋脈沖信號，實現了高功率密度的板上電源的緊湊設計。仿真和實驗結果表明，該電源電路簡潔、高效、可靠，達到了預期目的。
