【導讀】DC指“直流”，即電路中穿過導體由A點至B點的單向電流。電流和電子簡單來說是完整電路系統中，各種導體和器件中的電流產生的能量。能量是做功的能力，以兩種形式存在：1)勢能和2)動能。勢能是一種非活動狀態的蓄能 (如電池端子間的電壓)。歐姆‘DC定律’必須始終滿足能量轉換才能產生作用!因此，電路輸入與輸出之間的每一部分，無論是否具備AC功能，必須出色設計電路的DC結構，才能有效支持無論何種形式的能量轉換。換句話說，如果電路DC設計不良，不可能實現AC性能。
這種情況給設計師造成極大壓力，需要在電源與接地之間“模擬設計”的基礎上，掌握多學科領域高水平專業技術。相對于各種輸入信號，要想在各種電壓條件下以低噪聲轉換直流 (DC)，首先需要選擇正確的DC-DC轉換器。DC-DC轉換器有各種尺寸和類型：轉換器包括線性、開關模式和磁電等不同類型。而且，升壓 (步升) 和降壓 (步降) 功能采用類型各異的能量轉換電路。正確了解這些電路類型，可以避免使用時性能下降。
線性調節器
圖1：線性調節器
圖中所示為“串聯”線性調節器電路，因為調節器件 (晶體管Q) 與負載R2串聯。電路調節齊納二極管DZ輸出電壓 (因為晶體管基極電流是齊納管至R1偏置電流的很小一部分)。晶體管發射極輸出電壓低于齊納管電壓一個二極管壓降，并有足夠的電流增益驅動高輸出值Iout (經R2)。盡管電路具有良好的輸出電壓調節能力 (只要Q在線性區域工作)，但仍會感應負載、電源變量(Vs)、噪聲和電源紋波。其中有些問題可以采用負反饋電路感應電路輸出來解決，其他時候，這個電路往往用作電壓基準，支持更加先進的線性調節器設計。設計或選擇線性調節器時，還必須慎重考慮電噪聲、電源Vs至Vout產生的紋波，以及調節器輸出中可能耦合的共模電壓。
例如，選擇線性調節器時，必須認真確定電路功率要求和穩壓器輸出特性。一般情況下，部分器件規定了固定輸入電壓條件下的固定輸出電壓 (一般Vs-Vout>2V)，以及最大固定輸出負載電流Iout。
圖3：升壓轉換器
負載調節在給定輸出電流范圍內 (?Iout) 定義輸出電壓 (?Vout) 的變化。由于輸出電壓接近Vs輸入電壓，串聯輸出電壓調節晶體管 (Q1) 近飽和狀態和電壓/電流增益衰降，會導致負載調節特性惡化。這種情況也適用于線路調節。線路調節是在給定輸入電壓 (?Vs) 范圍內改變輸出電壓 (?Vout)。同樣，?Vo線路調節一般以mV級定義低電平?Vs，隨著輸入電壓的變化，mV級可以放大十倍(與輸出電壓相比)，達到輸出電壓調節晶體管接近擊穿點時，其增益會隨之下降。線路調節還可以實現紋波抑制 (?Vin/?Vout比)，且應大于60 dB，以避免AC波紋通過輸入電源線路接入線性調節器DC輸入電壓。紋波抑制對于需要保證精確增益和dc精度的模擬系統至關重要。對進入線性調節器的電源紋波，還可以通過增加必要的電源去耦電容，進一步濾除線性調節器輸入和輸出中不希望出現的紋波來加以改善。
圖2：去耦示意圖
正確去耦以降低噪聲的一些重要設計理念如圖2所示。將一個大容量電解電容C1 (一般為10 µF – 100 µF) 放在線性調節器輸出端附近 (2英寸以內)。這個電容用作電荷庫，可即刻為負載提供電流，而不必通過調節器/電感提供電荷。小容量電容C2 (一般為0.01 µF – 0.1 µF) 的位置應盡可能靠近負載，這個電容的目的是降低負載的高頻噪聲。所有去耦電容應連接大面積低阻抗接地層，以降低阻抗。線性調節器輸出端電感器L1 (通常采用小型鐵氧體磁珠) 限制系統內噪聲并抑制外部負載高頻噪聲，同時避免內部產生的噪聲 (來自負載) 傳播到系統的其他部分。
去耦可以非常有效地濾除 (頻帶限制) 線性調節器的噪聲功率。線性調節器噪聲功率往往規定為幾微伏均方根值 (rms)，如LM340/78XX系列。這個噪聲值可以限定在10Hz至100 KHz窄帶寬范圍內，但必須注意，如果不采用交流去耦的話 (如上所述)，實際噪聲帶寬會非常高。
最后，盡管線性調節器使用簡便 (一般為3個端子，即輸入、接地和輸出)，在大部分電路環境下具有出色的DC和AC特性，但在熱特性方面存在極大局限性。由于線性調節器內部電路輸入電壓Vs高于輸出電壓Vout (Vs-Vout>2V)，這種壓差(Vs-Vout)乘以輸出電流 (Iout) 給出的功率值，最終成為線性調節器和系統的熱耗散。必須認真考慮這種熱量轉換因素。在整個設計中，必須考慮正確散熱和系統周圍氣流問題。例如，如果線性調節器最大結溫為150 °C (且系統中沒有散熱器或氣流)，系統環境溫度可達到125 °C；如果Θja接近 50 °C/W，線性調節器最大功率輸出應限制在 ½ W以下，以保持在可接受的結溫極限以內。這是為什么線性調節器對于需要大功率和熱效率的系統存在顯著缺點。線性調節器仍是電子器件和系統設計的關鍵，無論驅動其他器件的獨立電路，還是驅動其他片上電路的子單元。為保證整體系統達到最高性能，需要認真設計并遵守技術規格的要求。
開關穩壓器
開關穩壓器是所有DC-DC轉換器中最高效的一種穩壓器。開關穩壓器能效顯著高于線性穩壓器，當然，其不利的一面是開關過程中會產生很高的輸出噪聲。不過，開關穩壓器拓撲結構廣泛適用于各種應用場合，包括步升 (升壓)、步降 (降壓)和轉換電壓調節(升壓/降壓)。
開關穩壓器中內置功率開關管 (通常為垂直金屬氧化物半導體，簡稱VMOS，但也可采用雙極器件)。功率開關管開/關工作周期確定儲存多少能量，然后為負載供電。與線性穩壓器采用電阻間能效低下的壓降方式調節電壓不同，相對來說，開關穩壓器幾乎無功耗! 其秘密就在于其中的功率開關管。開關管打開時，其兩端為高電壓，而電流為零。開關管閉合時，開關管輸出高電流，而兩端電壓為零! 由于從電感器過來的電壓和電流存在90度相位差 (也沒有DC壓降)，因此開關穩壓器可以達到極高的能效水平。
圖3：升壓轉換器
下面，以升壓轉換器為例，簡要介紹步升開關穩壓器的功能 (參見圖3)。電感的主要功能是儲能并限制進入開關管的電流變化率 (否則只能單獨由開關電阻限制高峰值電流)。在穩定狀態條件下，開關管打開，電感為電容充電，直到+Vout與+Vin相等 (二極管電流為零)。開關管閉合時，由于二極管防止電容+Vout (仍然等于+Vin)對地放電，輸入電壓+Vin作用于電感。通過電感的電流以+Vin/L比率線性增長，di/dt (隨開關管閉合時間) 。而當開關管再次打開時，電感電流經整流二極管為電容充電，電壓以I/C比率按dv/dt比值增長 (隨開關管打開時間)。如果功率開關管工作周期 (D=tclosed/(tclosed+topen)) 等于50%，理想條件下+Vout可以達到Vin+Vin，即兩倍于施加的輸入電壓 (因為穩定狀態下，平均電感電壓肯定等于零) ! 當然，工作周期DV會相應改變，而調整輸出電壓可以得到Vout=Vin/(1-D)的結果。這為用戶采用升壓轉換器拓撲結構，在DC輸入電壓(+Vin) 限定的條件下，以加倍DC輸出電壓，在給定的整體能效范圍內驅動電路負載提供了極大的靈活性。
當然，雖然理想的升壓轉換器在功效方面具有顯著優點，但也需要考慮電路的實際限制性。升壓轉換器最大的功耗因素是整流二極管。簡單的功耗計算方法為(熱狀態下)，正向壓降乘以穿過整流二極管的電流。為最大限度提高效率，可用另一支功率開關管取代二極管。這支整流開關管可在主開關和閉合時，以先斷后通的模式打開，從而防止兩支開關管同時導通。采用這種配置，功效可以達到90%以上。
以LM2578A/LM3578A開關穩壓器為例，這種開關穩壓器采用雙極型晶體管作為功率開關器件。它含有一個板載振蕩器，可利用一支1Hz至100 kHz以下 (典型值) 外接電容設置開關頻率。輸出電流最高可達750 mA，帶有限流和熱關斷功能。當LM2578A/LM3578A按升壓轉換器配置時 (例如，Iout=150 mA時，Vin=+5V，Vout=+15V)，器件的負載調節為14 mV (30 mA< Vin < 8.5V)。同樣，線性調節是在給定輸入電壓范圍內 (?Vin)，改變輸出電壓 (?Vout)。在DC電源控制的系統中，可以相當輕松地控制線性調節。但在使用開關穩壓器時，設計人員需要當心，因為器件Iout電流中固有的常量變化，會造成負載調節輸出電壓不穩。14 mV 負載調節會使15V系統產生約1%的波動，而且在沒有正確去耦的情況下，開關噪聲 (來自電路負載) 會向后感應到升壓轉換器的Vout ，這樣，會使電路負載性能下降變得非常難以管理。
總之，當能效成為首要因素 (如電池供電的便攜式設備)，以及+Vin電源一般為DC電壓，而需要較高+Vout輸出電壓時，開關穩壓器是最理想的選擇。同時，在大功率情況下 (高于幾瓦)，開關穩壓器更加經濟，因為它們產生的熱量小，從而消除了復雜的散熱設計的成本并節省了空間。注意開關穩壓器輸出電壓紋波，及對其所驅動的電路產生的影響，可以顯著提高設計水平。
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