【導讀】對于反激電路多數情況下是希望漏感越小越好，偶然發現一個電路可以將漏感的能量傳遞到次級同時還保持著反激電路簡單、低成本的特性，并且通過略微調整可以得到幾種不同的應用。對于軟開關類的電路漏感又是有益的，一般漏感都是由工藝決定的，是否可以將漏感設計出來而非生產出來？如果能實現“零”漏感的變壓器這個想法估計就可以實現。
這個電路的想法是源自于下面兩種電路：
圖1：無損吸收和一種電路
圖1中(a)是無損吸收電路是將漏感的能量返回到輸入端，這種電路如果參數不合適的話會有較大的無功損耗可能不適用于寬范圍的場合。(b)電路是一個網友剖析的一個電路輸出功率有1000多瓦，這個電路的缺點是輸出功率全部需通過電容Cm來傳遞類似于Cuk、Speic類電路。綜合電路(a)和(b)的特點就有了一個可以解決漏感問題的簡單而又低成本的反激電路。
圖1中(a)的后半部分加(b)的前半部分就構成了這種電路，見下圖：
圖2：解決漏感問題的反激電路及等效電路
圖2中的兩個電路是一樣的只是形式不同，如果去掉電容Cm電路的左側就如同一個帶去磁繞組的正激變壓器初級側，同樣這里的線圈n1、n3也要采用雙線并繞，如果兩線圈耦合的好二極管D1是可以省掉的，如果耦合的不好就會產生圖1中(a)的效果會有一部分無功損耗。
這個貌不驚人的電路其仿真結果卻相當的理想，通過改變漏感Lk和電容Cm的參數還能得到幾種不同的應用。限于水平也可能分析的不對，希望各位行家也能一起探討下。
仿一個12V輸出60W的反激電源，參數如下圖：
圖3：12V60W反激電路參數
假設初級線圈耦合的比較好可以去掉原D1二極管，因漏感和電容會發生震蕩所以把D1串入到輸入端只為方便觀察波形。在有的應用中反而要加大這個LC震蕩，比如QR模式的軟開關。
輸入為低壓113V時的波形如下：
圖3-1：漏感電流斷續的反激波形
在上圖中漏感電流是斷續的，電容Cm的最大電壓200V左右，MOS管的Vds電壓321V左右。
這個應用中電容Cm只是用來吸收漏感能量并在下個開關周期將漏感能量傳遞到次級，適當的增加Cm的容量會得到更好的效果。
圖3-2：漏感電流連續的反激波形
當電容Cm增大后對漏感的吸收也變強了，此時漏感可以設計的大一些，上圖3-2中可以看到漏感的電流已經為連續模式了（可去掉二極管D1），漏感電流亦既輸入電流，輸入電流連續可以提升電源的性能如果用于功率因數校正可以實現連續模式的反激PFC功能。圖中電容Cm的電壓鉗位在輸入電壓（113V）左右，MOS管的Vds電壓215V左右為輸入電壓+反射電壓（100V左右）之和，由此可推斷在高壓輸入300V時MOS管的Vds電壓為300+100=400V左右，MOS管可以選用低電壓型號的，電容Cm容量大了成本也會高這個可能需要權衡一下。
先就自己的理解去分析下這個電路的原理，首先分析圖3輸入串二極管的電路。
圖4-1-1：開關導通時的工作模式及等效電路
圖4-1-1中的(b)是開關導通時的等效電路，工作模式分兩個階段：
開關導通初期階段，電容Cm上的電壓高于輸入電壓所以先由Cm驅動電感Lm，當Cm的電壓≤輸入電壓時這一階段結束，電容Cm上只存儲漏感的能量所以這一階段時間很短。
開關導通后期階段，漏感Lk和電感Lm串聯由輸入電壓驅動同時電容Cm和電感Lm會發生輕微震蕩（某些情況是靠這個震蕩把漏感能量傳遞到次級）。
圖4-1-2：開關截止時的工作模式及等效電路
見圖4-1-2中的(b)等效電路，在開關關斷期間輸入和輸出可視為兩個獨立的電路，輸入側漏感Lk的能量被電容Cm吸收，輸出側電感Lm對負載釋放能量。
由上面兩個過程分析可知，在開關Toff期間電容Cm只存儲漏感的能量，在開關Ton期間電容Cm只釋放所存儲的漏感能量并將其傳遞到輸出側，除此之外同普通的反激沒什么區別。一般設計反激電路時會為漏感預設160V左右的余量，當用這個電路后這個160V可以忽略了（根據Cm的大小范圍在0-160V之間）可用低耐壓的MOS管同時漏感能量傳遞到次級整體效率會提升不少。
其次反激變壓器在連續模式下其輸出二極管有反向恢復問題，見下圖：
圖4-2-1：連續模式下輸出二極管反向恢復問題
反向恢復問題可等效的看作是在MOS管旁并聯了一個大電容造成開啟瞬間出現一個電流尖峰，根據反激開關電源的工作機理增大漏感可以抑制這個電流尖峰，見圖4-2-2：
圖4-2-2：漏感可抑制輸出二極管反向恢復造成的電流尖峰
在以往情況下增加漏感意味著損耗增大效率降低，漏感小又有反向恢復問題效率也會降低只能折中選取一個漏感。當采用這種新拓撲的話問題就容易解決了，可以增大漏感又不影響效率。
在前面圖2中初級線圈n1、n3是采用雙線并繞，在這個應用中不采用并繞的方式或者是額外引入漏感使n1、n3線圈都寄生有漏感，電路如下：
圖4-2-3：解決輸出二極管反向恢復問題的電路
仿真結果如下：
圖4-2-4：解決輸出二極管恢復問題的仿真
從圖4-2-4中可以看出增加的漏感Lkn3很好的抑制了電流尖峰，不過漏感Lkn3上的能量只能傳遞回電源形成無功功率，好在這部分能量不大無功損耗也就更小了。
有一篇叫做“反激變換器繞組鉗位電路的設計與分析”的文章與這里的電路非常的相似。那個電路所具有的優點也是這個電路的優點，從而驗證了之前的理論和仿真結果。不過這里的電路有著更優異的特點，見下面兩個電路對比圖：
圖4-2-5：那個電路與這個電路的對比
兩個電路的區別就在于二極管的接法略有不同，圖(b)這個電路能達到更高的效率而且可以實現軟開關。
可能有人還沒注意到這個電路區別于其它電路最優異的特點，這個特點在前面也提到過見下圖：
圖4-2-6：不吸收主電感能量的一種結構
假設初級兩線圈耦合的好，當開關關閉時上圖中的(a)就等效于圖(b)其結果為主電感被免疫掉了，換言之電容Cm只吸收漏感能量不吸收主電感能量。
而無損吸收電路和文獻中的電路多加了個二極管也就沒有了這個優異的特點。比如圖4-2-5中(a)或者通常的RCD吸收電路，即使電容C上有很高的的電壓也會吸收主電感能量只是隨著電壓的升高吸收的比例變小而已，圖4-2-6的這個結構則完全不吸收其效率和性能還是很值得期待的。后面或許會仿一個PFC的應用，在寬范圍輸入條件下這種優點可能會體現的更明顯些。
有人說這個電路跟speic電路很像，經分析發現了這個電路同speic電路之間的淵源。
圖4-2-7：speic電路與新拓撲的對比
圖4-2-7中的(a)是speic電路，其輸出功率全部由電容Cm傳遞。將(a)中的輸入電源換個位置就得到了(b)，圖(b)就是去掉變壓器的新拓撲的等效電路。
兩個電路一個RCD吸收一個無損吸收，電路及參數如下：
圖4-3-1：RCD吸收及無損吸收PFC電路
輸入峰值300V輸出功率60W左右，圖(a)RCD參數為電容100nF，電阻16K歐姆，圖(b)無損吸收電容18nF。仿真結果對比如下：
圖4-3-2：普通反激PFC與無損吸收PFC波形對比
圖4-3-2中兩電路的MOS管電壓Vds相同，輸入電流峰值無損吸收大于普通反激，輸入電流平均值相同，輸出電流平均值相同，輸出電壓無損吸收大于普通反激，這說明在相同輸入功率的條件下無損吸收PFC電路的效率要高于普通反激。再把波形局部放大對比如下：
圖4-3-3：普通反激與無損吸收PFC波形局部放大
上圖中(a)普通反激電路Vds有尖峰電壓這是漏感造成的，圖(b)無損吸收則沒有這個電壓尖峰，而且只用了18nF的電容。兩種電路都采用的是臨界模式控制，輸入電流、輸出電流都是斷續的，輸出電壓上疊加有工頻紋波。
在仿真PFC功能的時候發現這個電路的吸收電容并不能設置的太大否則PFC值做不高，分析發現這個吸收電容Cm的效果跟母線電容一樣，進一步分析得到了這個電路的最終等效電路，見下圖：
圖4-3-4：最終等效電路
從等效電路看漏感等效為濾波電感，電容Cm等效為母線電容，之前的仿真增大漏感后輸入電流為連續也能從這個等效電路得到驗證。總之經過這個電路的變換漏感可以被利用起來，既能實現輸入電流的連續又能提高電路的效率，還有關鍵一點簡單而又低成本。
將電路的的參數稍作修改可以實現連續模式的PFC，見下圖仿真：
圖4-3-5：連續模式PFC波形
根據圖4-3-4(b)可知這個電路是可以實現輸入連續的，上圖中由于參數和控制方式的原因輸入電流波形距饅頭波還有一定差距。
采用這種電路結構可以將漏感利用起來實現輸入電流的連續，那么是否也可以將輸出漏感利用起來實現輸出電流的連續？
輸入輸出都連續的反激電路如下圖：
圖4-3-6：輸入輸出連續的高效反激電路
上圖(a)是實際電路，相對于反激輸入輸出都多了一個線圈，電容只是換了個位置。圖(b)是等效電路，漏感是按電感的5%取的，由于輸出是連續所以達到原50mV紋波要求的輸出電容只需300uF（原電容是3000uF）。仿真如下：
圖4-3-7：高效反激波形
這種高效反激電路同普通反激的直流增益是一樣的控制上也就都一樣，反激還是反激。由于漏感被利用上實現了輸入輸出電流的連續所以在性能和成本上會有很大優勢，效率的提高恐怕不止3-5個點，可以通過仿真看一下這個電路所能達到的效率。（這個電路同時也解決了反激電路連續模式下輸入二極管反向恢復問題，見上圖中MOS電流）
效率仿真結果如下：
圖4-3-8：高效反激的效率仿真
仿真的電路中二極管管壓降為0.3V元器件直流阻抗1m歐，忽略開關損耗及磁芯損耗，從仿真結果看效率可以達到95%左右。
來源：電源網論壇
