【導讀】傳統上，過流保護使用的是保險絲。但是，保險絲體積龐大，響應速度慢，跳閘電流公差大，需要在一次或幾次跳閘后更換。本文介紹一種外形緊湊、纖薄、響應速度快的10 A電子保險絲，它沒有上述這些無源保險絲缺點。電子保險絲可在高達48 V的DC電源軌上提供過流保護。
簡介
為了盡量減少由電氣故障引起的系統停機時間，使用率高的電源或全年無休的系統需要在供電板上增加過載和短路保護。當電源為多個子系統或板（例如RF功率放大器陣列或基于背板的服務器和路由器）供電時，必須為電源提供過流保護。快速斷開發生故障的子系統與共享電源總線之間的連接，保證余下的子系統能夠繼續正常運行，無需重新啟動或離線。
傳統的過流保護(OCP)是基于保險絲，但它們體積龐大、響應緩慢、公差大，并且在一次或多次跳閘后就需要更換。適用于DC電源的集成電路OCP解決方案，也被稱為電子斷路器或電子熔斷器，則克服了這些保險絲缺點。為了節省電路板空間，并具備無源保險絲的簡單性，電子保險絲中包含功率MOSFET開關，控制電路也集成在相同的封裝中。
帶內部功率MOSFET的浪涌抑制器
浪涌抑制器是一種集成電路裝置，用于控制電源線路中的N通道功率MOSFET，后者置于DC電源（例如12 V、24 V或48 V）和需要抵御輸入電壓和負載電流浪涌的系統電子器件之間。內置輸出電流和輸出電壓限制使浪涌抑制器能保護負載電子不受高壓輸入浪涌影響，并保護電源免于遭受下游過載和短路。可調定時器在電壓或電流浪涌限制事件期間激活，保證系統不斷電，連續運行，以應對短暫故障。
如果故障的持續時間超過定時器時間，則系統斷電。
LTC4381是首款帶有內部功率MOSFET的浪涌抑制器。它可以采用高達72 V的供電電壓，但僅消耗6 μA靜態電流。內部功率MOSFET提供100 V漏源擊穿電壓(BVDSS)和9 mΩ導通電阻(RDS(ON))，可以支持高達100 V的輸入浪涌和10 A應用。LTC4381提供四個選項，可以選擇故障重啟行為和固定或可調的輸出鉗位電壓。
圖1.48 V、10 A電子保險絲和LTC4381
LTC4381的浪涌抑制器功能易于擴展，可以作為電子保險絲使用。圖1顯示48 V、10 A電子保險絲應用中的LTC4381-4，該應用保護電源不受輸出端的過載或短路影響。正常運行期間，輸出VOUT通過內部功率MOSFET和外部檢測電阻RSNS連接到電源輸入VIN。在輸出過載或短路期間，當RSNS壓降超過50 mV電流限值閾值時，TMR引腳電容電壓開始從0 V上升，內部MOSFET在TMR電壓達到1.215 V時關閉（稍后詳細介紹）。4 mΩ RSNS將典型過流閾值設置為12.5 A (50 mV/4 mΩ)，最小閾值設置為11.25 A (45 mV/4 mΩ)，為10 A負載電流提供足夠余量。
圖2.LTC4381 10 A保險絲電路采用(a) 48 V（左）和(b) 60 V（右）電源啟動220 μF負載電容
由于返回電路的電路或電纜的寄生電感，當內部MOSFET開關在電流流動期間關閉時，輸入電壓會急漲至標稱工作電壓以上。齊納D1保護LTC4381 VCC引腳的80 V絕對最大額定值，而D2保護內部100 V MOSFET不受雪崩影響。D1也將輸出鉗位電壓設置到66.5 V (56 V + 10.5 V)，以防不使用D2。R1和C1過濾VIN升高和下降。如果有電容接近LTC4381限制電壓尖峰，低于80 V，則VCC引腳可以直接連接至VIN。在這種情況下，可以取消使用D1、D2、R1和C1。
正常運行期間，有10 A流過內部MOSFET時，LTC4381的初始壓降為90 mV，功耗為900 mW。但是，在室溫環境下，這種功耗會使DC2713A-D評估板上的LTC4381封裝的溫度升高到約100°C，達到RDS(ON)的兩倍，且使壓降升高到180 mV。4 mΩ檢測電阻在10 A時再度下降40 mV。可能需要消耗更多的銅，特別是在SNS節點，以降低LTC4381的升溫。DC2713A-D SNS節點使用2.5 cm2 2盎司銅，這些銅均勻分布在板的兩個外層上，上述信息作為參考。
圖3.LTC4381 MOSFET的安全工作區域。
啟動行為
當ON引腳不與地相接后，圖1中的電路啟動一個220 μF負載電容，如圖2所示，適用于48 V和60 V電源。假設60 V為48 V電源工作范圍的上限。假設啟動期間沒有額外的負載電流的情況下，220 μF是這個10 A電流能夠安全充電的最大負載電容。當220 μF電容按照12.5 A電流限值充電至60 V時，涌入時間為220 μF × 60 V/12.5 A = 1.06 ms。LTC4381 MOSFET的安全工作區域(SOA)圖，如圖3所示，顯示在12.5 A和30 V下它可以正常運行1 ms。之所以使用30 V，是因為它是平均輸入-輸出差分電壓，開始時為60 V，之后降至0 V。
由于沒有GATE引腳電容來減緩其斜坡速率，在得到控制之前，輸出在2毫秒內充電，涌入電流達到17 A峰值，超過電流限值閾值（參見圖2）。LTC4381具有50 mV電流限值檢測閾值，或者當OUT引腳的電壓>3 V，采用4 mΩ檢測電阻時為12.5 A，但當OUT引腳的電壓<1.5 V（如圖4所示）時，它會升高到62 mV或15.5 A。該圖還表明，在啟動過程中，如果檢測電阻中的電子負載電流降低超過20 mV（4 mΩ時5 A），輸出會保持在2 V（且TMR超時）。
圖2中的波形顯示，因為缺少保持環路穩定所需的47 nF柵極電容，所以反而會對涌入電流脈沖實施調節。事實上，在60 V涌入期間，電流會斷開約0.5 ms。LTC4381 TMR上拉電流與內部MOSFET的功耗成正比。因此，即使電流低于電流限值閾值，在啟動涌入期間，TMR也會升高。我們故意去掉柵極電容，以使用小型TMR電容，使220 μF負載電容仍能成功啟動。在短路故障期間，小型TMR電容會保護MOSFET，這一點我們將在下一節詳細介紹。
最小的TMR電容為68 nF，在60 V啟動期間保持TMR電壓上升到0.7 V左右。例如，選擇47 nF的TMR電容，允許TMR在60 V啟動期間達到1.15 V，這非常接近1.215 V柵極關斷閾值。選擇0.7 V峰值TMR目標電壓，以從1.215 V柵極關斷閾值提供足夠余量，同時采用以下這些公差：TMR上拉電流±50%（LTC4381數據手冊中的ITMR(UP)規格），TMR電容±10%，1.215 V TMR柵極關斷閾值±3%（VTMR(F)規格）。
圖4.LTC4381電流限值與輸出電壓
表1列出了推薦最大負載電容使用的TMR電容，以在60 V啟動期間將TMR電壓升高限制在0.7 V左右。
表1.推薦用于CLOAD(MAX)的CTMR。
輸出短路行為
圖1中的電路主要用于保護上游電源，無論是在啟動或正常運行期間，保護電源不受過載和短路等下游故障影響。圖5顯示在輸出端存在短路時，LTC4381啟動其MOSFET。柵極電壓（藍色曲線）升高。超過3 V閾值電壓時，MOSFET開啟，電流（綠色曲線）開始流動。由于輸出短路，且沒有柵極電容，MOSFET電路迅速升高，超過0 V輸出時的15.5 A電流限值閾值，并在LTC4381做出反應，下拉MOSFET柵極和關斷電流流動之前達到21 A峰值。電流超出15.5 A的時間持續不到50 μs。由于MOSFET中短暫的功耗，TMR電壓（紅色曲線）升高約200 mV。由于TMR遠低于1.215 V柵極關斷閾值，柵極再次打開，導致出現另一個電流尖峰。在每一個電流尖峰位置，TMR電壓升高至接近1.215 V。
圖5.啟動48 V電源的LTC4381進入輸出短路
在經歷幾次這樣的電流尖峰后，TMR電壓達到1.215 V柵極關斷閾值，MOSFET保持關閉。TMR現在進入冷卻周期，LTC4381-4不允許MOSFET再次開啟，直到冷卻周期完成。根據LTC4381數據手冊中的公式8，68 nF TMR電容的冷卻周期時長為33.3 × 0.068 = 2.3 s。由于LTC4381-4自動重試，這樣的電流尖峰和冷卻周期模式將無限次重復，直到輸出短路被清除。在正常操作期間（即，輸出已啟動）如果發生輸出短路，該模式將重復出現。注意，除非添加4 μH輸入電軌電感，否則LTspice?模擬不會顯示如圖5所示的行為。
結論
LTC4381的內部功率MOSFET為48 V、10 A系統的電子保險絲或斷路器提供緊湊電路。如此，在設計階段無需花費時間選擇功率MOSFET。LTC4381 MOSFET的SOA經過生產測試，每個器件都可以保證質量，分立式MOSFET不提供這種保證。這有助于構建一個可靠的解決方案，以保護服務器和網絡設備中價格昂貴的電子裝置。
由于沒有使用穩定環路的柵極電容，本文所談論的10 A電路會有一些特有的行為，應該加以注意。具體來說，就是在短路期間，不會出現受傳統dV/dt控制的涌入電流和脈沖電流。然而，這些都是短暫的瞬間事件，持續時間不到幾毫秒。輸入旁路電容可以幫助防止對48 V電源產生任何干擾，特別是與其他電路板共享該電源時，例如背板。在后一種情況下，相鄰電路板的負載電容也起到與輸入旁路電容相同的作用。
作者簡介
Pinkesh Sachdev是ADI公司云電源團隊的高級應用工程師。他擁有印度理工學院（印度孟買）電氣工程學士學位以及斯坦福大學電氣工程碩士學位。聯系方式：pinkesh.sachdev@analog.com。
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