【導讀】現今磁感應無線充電多只能提供低功率的充電方式，而為了縮短充電時間，該技術也逐漸往中功率發展；透過供電端與受電端的新型解調與調制技術，來改善線圈傳遞控制資料的方式，可有效提高中功率磁感應無線充電速度。
在無線充電中簡單分成供電端與受電端，供電端為電力轉換成電磁波能量發送，而受電端接收其電磁波能量后，進行電性轉換，將電力輸出到后端提供給受電裝置充電或運行使用。
控制訊號為無線充電系統基礎
在電磁感應式無線電力系統中，于受電端所需能量大小或開啟或關閉充電功能會隨受電裝置使用狀況而改變。對應其供電端線圈上可以透過不同調節能量大小之設計進行發送能量以進行搭配。由于受電端與供電端并沒有實體連接，但功能上供電端又須要得知受電端狀態以從事功率調節，因此為完成受電端傳送控制訊號到供電端再經解析后進行控制形成一個控制回路，無線通訊成為無線充電系統必備之功能。
電磁感應式無線充電架構為供電端發射電磁能量即載波訊號，受電端在接收電磁能量的同時，也對載波訊號進行調制，將其編碼后的通訊資料反射到載波訊號之中，供電端再從供電線圈上載波訊號解析出通訊資料進行控制，此技術為業界目普遍產品運作原理，市面上眾多的Qi系列產品即使用此方式。
受電端將通訊資料調制到供電線圈上載波訊號中，最大的優點在于成本，此方式毋須額外的通訊模組且在實作通訊只須從受電端傳送到供電端，是單向傳送即可完成大部分功能需求，而最大的缺點在于影響供電線圈上載波訊號狀態，主要為受電端上負載與感應諧振因素。
本文專門研討在無線充電供電與受電線圈之間通訊調制與解調之技術，礙于篇幅有限，關于無線充電其他原理就不再詳細說明。
供電線圈的載波特性限制 頻率低/訊號高電壓不利通訊
有別于一般專門為通訊設計使用的天線，無線充電是以電力傳送為主要目標的線圈設計后，再因功能需求在其上進行通訊功能開發。
在電磁感應式無線充電中供電線圈上訊號的特性為：頻率偏低并且不固定、訊號高電壓并具有電流驅動力，而此兩種特性都不利于通訊方面的用途。
電磁感應式所使用的頻率約在100∼300kHz之間，相對于其他通訊技術該頻率是非常低的，調制資料鮑率為求可靠，通常要遠低于主載波頻率，加上本通訊技術之載波只為供電端提供頻率，受電端只能透過振幅調變(AM)進行調制，再加上電力傳送本身功率大小是透過改變頻率方式，進而調節線圈上諧振之振幅完成提高或降低功率輸出之功能，所以主載波頻率不固定再加上振幅變動大的狀況下，其供電端訊號解析所須濾波器的設計變得困難。
另外，要在供電線圈上提高功率，線圈電壓須推到100V以上，且線圈上的電流具有相當大的電流推力，才能將能量推送到受電端線圈上，因為供電線圈上增加功率后提高電壓與大電流的狀況下，受電端要在其上再調制訊號困難度也提高，在調制原理來看受電端須改變受電線圈上的阻抗進行反射到供電線圈上影響其訊號振幅，阻抗改變越大，反射后的振幅改變越大，其訊號也越容易辨識。
但實作上并非如此理想，為了提高功率之送電效率，供電線圈使用低阻抗導線與低電感量配置，在其線圈上電流驅動力相當強勁，即使受電端負載改變，依然能提供相當的訊號振幅以維持推力，此設定造成受電端要在載波上進行訊號調制變得更困難，也就是光靠改變線圈上的阻抗無法有效反射到供電線圈上的載波形成明顯改變，載波振幅上的調制深度不足，其訊號解析變得困難。
再者，供電線圈上的訊號本身帶有很大雜訊，雜訊來源相當復雜，其主要為供電端本身諧振之訊號抖動外，還有受電端負載反應所造成，所以反射到供電線圈調制訊號須遠大于其雜訊，才有可能被解析后進行解碼。在此說明受電端調制訊號與供電端解調訊號兩方面都有技術挑戰須克服，受電端須產生明確的調制訊號；供電端也須有能力在線圈高電壓諧振訊號中取出解調方法。
中功率受電端改良方法：新型錯動式調制技術
前述所提要達到從受電端線圈反射通訊資料到供電線圈，須透過調制技術改變受電線圈上的阻抗方能完成，而改變調阻抗的方法在過去的常識中，為采用開關元件外加負載于調制期間加大其線圈上的負載效應用于反射。
這樣的方式在功率加大后會遇到瓶頸，當受電端后端負載很大的狀況下其受電線圈等效負載電阻已經很低，若為調制訊號再加大負載其接近于將線圈短路，如此操作會增加功率損耗與易燒毀元件的問題，再者此方式調制訊號于線圈兩端同時加以負載的方式等于與供電端硬碰硬，強力反射到供電圈的訊號在大功率下調制深度也不容易提高。
在此提出一個改良式的調制方法，其有兩個重點。其一為調制訊號并非單在線圈上加重負載，調制的目標在于線圈阻抗的改變，所以反向降低線圈阻抗也是可以達到調制之目的。其二為調制訊號并非一定要同時同線圈兩端進行調制，可在線圈兩端進行交替式的調制，使其受電端反射訊號到供電端線圈上的諧振進行交替互動，避免在大功率下硬碰調制的技術，可以有效加大調制深度。
參考圖1為一實作電路圖，接收線圈(Coil)感應到電磁能量串接C1諧振電容連接到后端整流電路，其端點S1與S2為反相訊號，實作上從整流器看S1與S2為交替拉扯電壓訊號，在有負載的狀況下S1與S2波型接近于反相方波。而整流器設計為全橋式結構與傳統四個二極體整流器略有些不同，其上端維持D1與D2兩個二極體當S1與S2為高電位時將電流帶往高端，而下端有別于一般整流器改成兩個開關元件，其動作為當S1或S2為低電位時，其連接的開關元件Q13或Q23為導通狀態，使后端負載之接地電流可通往線圈。
圖1 受電端模組
以下整流器動作原理舉其中一端進行說明，兩端為對稱結構故為反相運作。當S1由高電位切到低電位，反之S2會從低電位切到高電位，此時動作應該Q13要進入導通，另外Q23要開路，在過去常識中此電路稱為半橋同步整流，Q13與Q23互相透過對相訊號進行開關。
圖1中為改良電路能提高其切換性能，以Q12與Q22簡易搭配出加速電路。以Q12來說明，當S1為高電位時Q12會進入導通而上端S12會被下拉到低電位，而R121會消耗掉一些電流，但因為阻值大所以損耗不多。
當S1準備切到低電位時Q12會切到開入，此時說明一個概念，其開關電路的閘極端可視為一個電容，在切換的瞬間會有充放電時間，而采用MOSFET作為開關元件會有一個特性，便是能承受大電流與電壓，該閘極端的電容就會大，代表切換速度慢，反之速度快的元件無法承受大電流與電壓，在此舉例為一般價位的零件均接近此特性。
在圖1中Q13與Q23為高電流元件速度慢，另外搭配Q12與Q22為低電流高速元件，動作為S1切到低電位的瞬間，Q12閘極端電壓會透過D122快速釋放Q12就會快速開路后，此時S2也將切到高電位，其S12電壓透過R121進行充電，而S12充電后使Q13進入導通，此段動作為一連貫動作。
另外，說明當S2切入低電位時，Q13閘極端電容之電壓會透過D121快速釋放使Q13加速進入開路之狀況，所以此區動作之原理為R121與R122是作為切入高電位時對閘極端充電導通用；而D121與D122為切入低電位時，用來快速釋放閘極端電容之電壓加速開路，而Q12之動作類似蹺蹺板用來切換方向所使用。
另外，Q131是用來暫停Q13導通所使用，Q131連接RX-U1進行控制，其從U1控制輸入高電位，就以Q131導通效果，為使S12保持在低電位。
參考圖2其W6_3為線圈訊號、W6_2為S12即Q13之閘極端訊號、W6_1為Q131閘極端訊號，當RX-U1輸出高電位到Q131便會使該區段S12訊號維持在低電位，造成整流器在該區段不發生導通狀況，用意在于暫停整流動作。
圖2 受電端線圈訊號、整流開關訊號與調制訊號
呼應前段所述，在調制技術中改變線圈阻抗，在后端輸出有負載的狀況下透過暫停整流，即可降低受電線圈上的阻抗，但此方式須于后端有負載的狀況下才能起作用，當后端為空載的狀況下暫停整流，并不會改變線圈上的阻抗。
所以另外要設計在空載下調制訊號的方法，加入R5、R6做為空載下的訊號調制用，其分別從線圈兩端進行負載調制，由于是交替運作，所以兩個電阻采用不同阻值，以對應在不同的負載狀況下產生差別的調制強度。因此整個調制技術簡單說明為當后端為空載或輕負載時，就由R5、R6擔任于調制期間加重受電線圈阻抗之工作，當后端輸出負載加重，其阻抗小于R5、R6后，其調制作用將會喪失，所以透過暫停整流器運作的方式，以短暫降低受電線圈上的阻抗來產生調制效果。
參照圖3錯動式訊號圖，W7_3為受電線圈訊號、W7_1與W7_2分別為P04與P11訊號、W7_4為S1訊號，其與W7_3不同在于通過一個C1電容之諧振效果后取得較強電流推力，其波形也會接近方波訊號；W7_5與W7_6分別為S12與S22訊號，從圖3中可看到設計中的調制訊號從線圈兩端分別進行調制，并分成調制單端、解除調制、調制另一單端后再解除調制完成，此設計的用意在于對受電線圈接收電力影響最小的情況下，產生最大調制訊號。
圖3 錯動式調制訊號圖
中功率供電端改良方法：高線圈電壓解調技術
前段所提為在受電端采行之調制方法，用意在受電端與供電端線圈感應后，反射最大調制訊號與最不干擾電力之傳送，其訊號反射到供電線圈后在其上產生振幅波動。此段所介紹的是，如何將該波動轉換成能讓供電端主控IC進行解碼之訊號。
參考圖4供電端模組方塊圖，此范例為在一個直流24伏特(V)供電驅動之供電端架構，開關驅動元件U4、U5為全橋驅動線圈與諧振電容C1，理想狀況下線圈與C1中間應為正弦波訊號，但因為求效率，其線圈與電容采用低阻抗元件配置，所以于開關訊號切換瞬間為直拉型的電壓切換訊號，而該訊號為非諧振成分，因此在第一道處理為去除驅動電壓成分取出純諧振訊號。
圖4 供電端模組
在圖4中由兩個運算放大器OPA1、OPA2構成兩個差動放大電路，其OPA1動作為由R608與R609進行分壓驅動電源作為差動參考點；另外，由R610與R605對線圈諧振訊號進行分壓作為放大訊號輸入，在此有一配置為R608、R609與R610、R605之分壓比例皆為50比1，其用意在于取出與電源驅動電壓與諧振訊號中開關電壓失真相等后，透過差動放大出諧振訊號高于電源驅動電之成分進行放大。
放大后輸出分成兩路，其一為經由D701后與R703、R704、C704構成簡單檢波電路取出訊號之有效直流電壓，參考圖5該電壓為V_dc訊號。
圖5 供電線圈訊號波峰取樣放大
另外一路由D603透過分壓電阻R603、R604后輸入到OPA2作為差動放大輸入端，其訊號為圖5中之V_hw訊號再經OPA2放大后輸出為V_hwa訊號，D603、D701用來控制V_dc與V_hw有相同的壓降，而R603、R604、R703、R704用來設定分壓比例使得V_dc能保持在略低于V_hw之訊號，確保OPA2可以只放大波峰中高低變化之部分。
OPA2輸出訊號再傳送到D601、R612、C612為一檢波電路，參考圖6中經過D601訊號為V_env該訊號為波峰訊號之檢波結果，但該訊號之直流穩態非固定值，所以在透過C613、R614、R615構成之去交連耦合電路得到之波形為V_trig，而該波型最后傳到TX-U1進行解碼處理，在圖6中能看到原供電線圈上之訊號V_coil轉換到V_trig之差異。
圖6 供電線圈訊號檢波與交連耦合
另外，在參考圖7中，V_coil上有間距不等的觸發訊號，經由設計解調電路V_trig解析出清楚觸發訊號，而TX_U1在接收此連續觸發訊號組合進行解碼之動作。
圖7 供電線圈訊號與取出觸發訊號波形
圖8中對應從受電端調制訊號到供電端解調訊號之對應，其中能看出調制訊號時間很短，卻可在供電端上解調出相當大與清楚之觸發訊號，此為本文所介紹新型訊號調制與解調方法之目的，在最小的調制下完成最大的訊號解調，此設計能有效的完成在中功率電磁感應式無線充電中透過線圈傳遞控制資料。
圖8 受電端調制訊號對應到供電端解調訊號
