【導讀】針對用戶需要更快互聯(lián)網(wǎng)連接的趨勢，有線電視行業(yè)已開發(fā)新的網(wǎng)絡架構，以便為用戶提供數(shù)Gb服務。該光纖深入方法采用遠程PHY設備(RPD)，通過使用數(shù)字光纖將關鍵硬件移到更靠近用戶的位置。這可與無線（蜂窩）網(wǎng)絡中的遠程射頻頭相媲美，可節(jié)約空間，減少前端散熱，但也為遠程設備帶來了新的設計挑戰(zhàn)。
雖然有線電視信號絕對頻率較低，但其帶寬比無線信號寬得多，從108 MHz到1218 MHz擴展了幾個倍頻程，并具有多個帶內(nèi)諧波。RPD讓設計人員面臨諸多挑戰(zhàn)，包括RF和混合信號硬件必須涵蓋更寬的頻率范圍，具有更高的RF功率、更低的底噪和更好的線性度，同時消耗更少的直流功耗。每個下行末級RF放大器的功率通常為18 W，對于4端口系統(tǒng)，這大約是通常能夠提供給RPD（由RPD消耗）的140 W至160 W功率預算的50%。
將ADI的有線電視數(shù)字預失真(DPD)效率增強技術,應用于DPD優(yōu)化功率倍增器(ADCA3992),并結合先進的高速數(shù)據(jù)轉換器技術，利用單個DAC（例如 AD9162)，和單個ADC（如AD9208), 以及高度集成的時鐘解決方案(HMC7044) ，來實現(xiàn)全頻帶DPD。
本文介紹遠程PHY的演進，以及ADI公司如何使用專有DPD并將ADI的算法和IP內(nèi)核集成到OEM的現(xiàn)有FPGA部署中來解決效率和線性度挑戰(zhàn)。
背景知識
自從60多年前作為社區(qū)接入電視(CATV)引入，有線電視已從簡單的單向（僅下行）模擬鏈路發(fā)展為復雜的多模、多頻道雙向系統(tǒng)（包括上行或反向路徑），支持模擬電視、基于IP的標清(SD)和高清(HD)數(shù)字電視以及高速數(shù)據(jù)互聯(lián)網(wǎng)下載和上傳。這些服務由多個系統(tǒng)運營商(MSO)提供。
有線數(shù)據(jù)和數(shù)字電視服務把使用CableLabs及相關參與公司制定的有線電纜數(shù)據(jù)系統(tǒng)接口規(guī)范(DOCSIS)的數(shù)據(jù)提供給消費者。前端系統(tǒng)（電纜調(diào)制解調(diào)器終端系統(tǒng)或CMTS）的配置經(jīng)過了多次演進，包括添加EdgeQAM調(diào)制器作為獨立單元，或與CMTS集成為有線電視融合接入技術平臺(CCAP)的一部分。對下行數(shù)據(jù)容量的需求現(xiàn)在正以約50%的復合年增長率(CAGR)增加，這意味著需求約每21個月翻一番。1 為了滿足這種需求，自從1997年發(fā)布DOCSIS 1.0以來，下行數(shù)據(jù)速率已從40 Mbps增加到1.2 Gbps（通過廣泛部署實施DOCSIS 3.0）。
這些下行數(shù)據(jù)速率的提高通過結合使用多項技術來實現(xiàn)，包括頻道綁定、更復雜的調(diào)制（從64 QAM移至256 QAM）和更高的下行頻率上限（從550 MHz至750 MHz至1002 MHz）。在美國，所有這些都是在保留傳統(tǒng)模擬電視服務6 MHz頻道規(guī)劃的情況下實現(xiàn)的（EuroDOCSIS和C-DOCSIS為8 MHz），但為了支持高達10 Gbps的下行速率，有必要做出更根本的改變，于是在2013年，發(fā)布了DOCSIS 3.1標準。在保留對傳統(tǒng)標準支持的同時，DOCSIS 3.1采用頻譜效率更高的正交頻分多路復用(OFDM)技術，頻道帶寬高達190 MHz，支持高達4096 QAM。此外，下行頻率范圍的頻率上限增加了超過20%，達到1218 MHz，并可選擇擴展到1794 MHz。
但有一點始終沒有改變，都是使用具有75 Ω阻抗的同軸電纜物理連接到用戶電纜調(diào)制解調(diào)器。在20世紀90年代之前，系統(tǒng)前端和用戶之間使用100%同軸電纜，但最新部署為混合光纖銅纜(HFC)。在HFC中，模擬電光轉換器連接到前端的同軸輸出；然后信號通過光纖傳輸至靠近服務區(qū)的節(jié)點，再通過光電轉換器，最終經(jīng)同軸電纜分配給用戶。通過架空或地下電纜與用戶的這最后一英里連接成為系統(tǒng)瓶頸，但升級到光纖到戶(FTTH)鏈路的成本很高且具有破壞性，因此有線電視MSO決定充分利用現(xiàn)有的同軸電纜資產(chǎn)。與雙絞線電話線相比，同軸電纜提供了一個相對良好的環(huán)境，本身能夠屏蔽干擾或串擾，并且因阻抗不匹配產(chǎn)生適度的信號反射。但是，從節(jié)點到最遠用戶達1200英尺的典型距離下，頻率相關損耗特征明顯（108 MHz和1002 MHz之間存在近17 dB的斜率），需要插入具有高通響應的RF濾波器進行預加重或傾斜。
圖1.使用HFC部署有線電視。
在典型的HFC部署中（如圖1所示），從光纖節(jié)點連接的一根主干同軸電纜可服務數(shù)百個用戶，通過多路RF分路器將信號分配給子組，然后通過分接頭將分接電纜連接到個人用戶。在典型的節(jié)點+ n系統(tǒng)中，寬帶升壓放大器以固定的間隔插入網(wǎng)絡中，以放大信號電平，確保電纜調(diào)制解調(diào)器處具有足夠的信噪比(SNR)。
為用戶提供更大的數(shù)據(jù)容量
DOCSIS干線電纜上的可用數(shù)據(jù)帶寬由所有連接用戶共享，并可通過兩種方式為所有用戶提供更多帶寬：
● 提高通過電纜傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率
● 減少連接到電纜的用戶數(shù)量
如前所示，通過使用頻道綁定、更高階的調(diào)制方案以及擴展頻譜以提供更多的頻道，可提高關鍵信息(headline)數(shù)據(jù)速率。但是，增加下行容量只是解決方案的一部分，因此，網(wǎng)絡架構也在不斷發(fā)展以減少連接到節(jié)點的用戶數(shù)量，最初是通過節(jié)點分割來實現(xiàn)的，將支持的用戶數(shù)量從最多2000減少到不足500。這種方法有效但成本很高。節(jié)點分割的替代方法是修改網(wǎng)絡架構，通過使用帶數(shù)字光纖鏈路的分布式接入架構(DAA)將物理層(PHY)與CCAP分離，如圖2所示。遠程PHY硬件包含下行調(diào)制和RF級以及上行RF級和解調(diào)。從CCAP中移除體積龐大且耗電的PHY組件，在前端位置放一個邊緣路由器也能實現(xiàn)虛擬CCAP。
圖2.使用遠程PHY部署有線電視。
數(shù)字光纖的性能遠遠高于模擬光纖，且覆蓋范圍更大（能夠更靈活地確定節(jié)點位置），并且單根光纖支持大約5倍的波長。DAA方法還消除了傳統(tǒng)HFC網(wǎng)絡中的電光和光電轉換。這些轉換限制了光節(jié)點輸出信號的動態(tài)范圍：模擬轉換的底噪和線性度都會影響調(diào)制誤差率(MER)，這將決定是否能夠支持高數(shù)據(jù)速率所需的高階調(diào)制。
挑戰(zhàn)是什么？
光纖深入架構將通過更小的服務組規(guī)模、更自由的頻譜分配和更好的線路末端SNR和MER（DOCSIS 3.1中實現(xiàn)高階調(diào)制所必需的），來提升每個用戶的容量。由于數(shù)字光纖和新硬件的位置相對靠近用戶，因此還有機會提供補充服務節(jié)點，如在遠程PHY節(jié)點上添加Wi-Fi接入點。但是，這也會給下行模擬傳輸鏈帶來幾個新的設計挑戰(zhàn)。
DOCSIS 3.1標準將下行頻率上限從1002 MHz擴展到1218 MHz，意味著必須傳輸相當于35個額外的6 MHz頻率通道，且向上傾斜度從17 dB增加到21 dB，如圖3所示。
圖3.頻率相關電纜損耗的傾斜補償。
任何新系統(tǒng)都需要與現(xiàn)有部署保持兼容，因此最高DOCSIS 3.0頻道中的功率（以999 MHz為中心）必須保持不變（通常為57 dBmV），這意味著最高頻道（以1215 MHz為中心）中所需的RF功率為61 dBmV。由于添加了頻道，增加了傾斜度，并且電纜調(diào)制解調(diào)器需要高SNR，因此節(jié)點輸出端口前的最后一個有源元件，即A類超線性功率放大器（功率倍增器混合）所需的輸出信號電平提高了一倍多，達到76.8 dBmV的復合電平。為了滿足不斷增長的RF功率需求，混合硬件設計人員必須將每端口混合直流偏置功率從10 W左右增加到18 W，并且在某些情況下，必須將直流電源電壓從行業(yè)標準值24 V增加到34 V。由于節(jié)點通常支持多達4個RF端口，每個端口都有其自己的混合端口，并且通常由通過同軸電纜注入的60 V交流電源供電，這就迫使對設計做出重大更改，并產(chǎn)生了新的散熱管理問題。
為了支持采用DOCSIS 3.1的更高階QAM方案，節(jié)點輸出端對MER的苛刻要求已從43 dB增加到48 dB。2 在這樣高的MER要求下，DAC時鐘上的相位噪聲和雜散信號會對系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。功率倍增器直接影響MER和帶內(nèi)帶外失真的主要不利因素是非線性失真，包含諧波和交調(diào)失真。在108 MHz至1218 MHz的倍頻程工作范圍內(nèi)，存在多個帶內(nèi)奇偶次諧波，而在185個D3.0載波（或等效載波）下，會產(chǎn)生一組非常復雜的IM產(chǎn)物。傾斜也有顯著的影響，因為較高頻道中的功率比最低頻道中的功率大100多倍，所以這里會產(chǎn)生顯著的差頻積。峰均功率比(PAPR)超過12 dB。
所有這些因素結合起來，為功率倍增器設計人員帶來了巨大的挑戰(zhàn)：更寬的帶寬、更高的峰均功率以及改善線性度。最新的A類GaAs/GaN推挽混合器件（如 ADCA3992）可滿足帶寬、RF功率和線性度要求，但RF系統(tǒng)設計人員所面臨的挑戰(zhàn)無疑是降低功耗：650 mW的RF輸出功率的直流輸入約為18 W時（等效于76.8 dBmV復合電平），直流到RF的轉換效率僅為3.6%。
系統(tǒng)解決方案是什么？
一旦混合設備能夠支持所需的帶寬和功率，解決方案的第一部分就是確保輸出端口前的最后一個有源元件，即混合功率倍增器能夠獲得清晰的信號。通過使用高性能寬帶16位RF DAC（如AD9162）和低相位噪聲、低雜散輻射JESD204B兼容時鐘源（如HMC7044），可在DAC輸出端跨整個DOCSIS 3.1頻率范圍實現(xiàn)約52 dB MER。
解決方案的第二部分更復雜。理想情況下，任何解決方案都會既提高功率倍增器的輸出功率能力又提高MER，同時降低功耗，但它們幾乎是相互對立的：在恒定輸出功率下，降低功耗會使MER性能下降，或者需要損失RF功率性能，才能使MER保持不變。雖然可以使用包絡跟蹤(ET)等技術來提高效率，但創(chuàng)建非常寬的帶寬包絡信號并將ET過程產(chǎn)生的顯著失真線性化將帶來額外的挑戰(zhàn)。
要兼顧效率和MER，具有吸引力的解決方案就是DPD，整個無線蜂窩行業(yè)幾乎普遍采用。數(shù)字預失真(DPD)允許用戶在更高效但非線性更明顯的區(qū)域中運行混合功率倍增器，然后先預先校正數(shù)字域中的失真，再將數(shù)據(jù)發(fā)送到放大器。如圖4所示，DPD在數(shù)據(jù)到達放大器之前對其進行整形，以抵消放大器產(chǎn)生的失真，從而擴大功率倍增器的線性范圍。
圖4.數(shù)字預失真。
在擴大的線性工作范圍中，DPD讓放大器能夠在降低的偏置電流或電源電壓下更自由地運行（從而降低功耗），或提高MER和誤碼率(BER)，甚至可能同時兼顧。盡管數(shù)字預失真已廣泛應用于無線蜂窩基礎設施，但在電纜環(huán)境中實施數(shù)字預失真有獨特而又有挑戰(zhàn)性的要求。這包括對超寬帶寬應用線性化，盡量減少實施DPD所需的數(shù)字信號處理功耗，以及在高傾斜頻譜下工作。所有這一切只能通過對硬件、FPGA和軟件進行適度的更改（會增加成本）來實現(xiàn)。
由于通過將放大器驅動到非線性工作區(qū)域來提高效率，多個帶內(nèi)失真產(chǎn)物給DPD帶來了獨特的挑戰(zhàn)。不僅是大信號帶寬，還有它在頻譜（從直流開始僅為108 MHz）上的位置都對DPD構成了挑戰(zhàn)。有線信號的性質與無線截然不同，無線信號其所需信號的帶寬（例如，60 MHz）比RF中心頻率（例如，2140 MHz）小很多。在典型的108 MHz至1218 MHz DOCSIS 3.1下行分配中，所需信號帶寬為1110 MHz，中心頻率為663 MHz。所有非線性系統(tǒng)都會發(fā)生諧波失真。電纜數(shù)字預失真的重點是帶內(nèi)諧波失真產(chǎn)物。在典型的無線系統(tǒng)中，三次和五次諧波最重要，因為其他產(chǎn)物在頻帶外，可通過傳統(tǒng)濾波器濾除。在典型的電纜部署中，最低載波的前11個諧波都在頻帶內(nèi)。
圖5.寬帶電纜應用中寬帶諧波失真的影響
相比只需要考慮奇數(shù)次諧波的無線蜂窩應用，電纜應用中的偶數(shù)次和奇數(shù)次諧波均在頻帶內(nèi)，可產(chǎn)生多個重疊的失真區(qū)域。這在一定程度上會對任何數(shù)字預失真解決方案的復雜性和精密性產(chǎn)生嚴重影響，因為算法必須通過簡單的窄帶假設。數(shù)字預失真解決方案必須適應所有階次的諧波失真。每個階次k需要[k/2] + 1項（二階：k = 2 → 2項，三階：k = 3 → 2項，四階：k = 4 → 3項等）。在窄帶系統(tǒng)中，偶數(shù)階項可以被忽略，奇數(shù)階在每個目標頻帶內(nèi)產(chǎn)生1個項。電纜應用中的數(shù)字預失真必須考慮奇數(shù)階和偶數(shù)階諧波失真，并且還必須考慮到每個階可能有多個重疊的帶內(nèi)元素。
諧波失真校正定位
考慮到傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真解決方案的處理在復雜的基帶處完成，我們主要關注對稱位于載波周圍的諧波失真。在寬帶電纜系統(tǒng)中，盡管保持了位于一次諧波周圍的那些項的對稱性，但是這一對稱性不再適用于更高階次的諧波產(chǎn)物。
圖6.寬帶數(shù)字預失真復雜基帶處理中的頻率偏移要求。(a) 傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真在復雜基帶處完成。(b) 寬帶電纜數(shù)字預失真、OOB HD必須是頻率偏移以允許RF上變頻。
如圖6a所示，傳統(tǒng)窄帶數(shù)字預失真在復雜基帶處完成。在這些實例中，僅一次諧波產(chǎn)物在頻帶范圍內(nèi)，因此其基帶產(chǎn)物直接轉換為RF。考慮寬帶電纜數(shù)字預失真時（圖6b），較高階次的諧波失真必須是頻率偏移，才能使上變頻后的基帶產(chǎn)物正確位于實際RF頻譜中。
圖7.無帶寬限制的理想化數(shù)字預失真方案
圖7概要顯示了一種數(shù)字預失真的實現(xiàn)。在理想情況下，從數(shù)字上變頻器(DUC)（通過數(shù)字預失真）到DAC乃至通過功率倍增器的路徑將沒有帶寬限制。同樣地，觀測路徑上的ADC將對全帶寬進行數(shù)字化。請注意，為了進行說明，我們擴展2倍帶寬的信號路徑；在某些無線蜂窩應用中，可擴展到3至5倍的帶寬。理想方案是通過數(shù)字預失真產(chǎn)生帶內(nèi)項和帶外項，從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，為了準確消除失真，需要在目標信號的帶寬之外創(chuàng)建項，這一點非常重要。在實際方案中，信號路徑具有帶寬限制和傾斜特性，數(shù)字預失真性能無法達到理想方案要求。
ADI公司開發(fā)了一個完全實時、閉環(huán)、自適應電纜數(shù)字預失真解決方案，由FPGA結構中的執(zhí)行器和嵌入式處理器中基于軟件的自適應機制組成。該實現(xiàn)方案使用Intel® Arria® 10 660 FPGA和嵌入式 ARM® Cortex® 處理器。DPD IP內(nèi)核和ARM的功耗為5.3 W，盡管使用更新一代的FPGA或轉換為ASIC，此功率仍應低于3 W。
結果
圖8顯示ADCA3992在76.8 dBmV總復合電源、34 V電源電壓、400 mA偏置電流（13.6 W直流電源）下工作的測試結果。
圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下沒有數(shù)字預失真（藍色）和有數(shù)字預失真（橙色）時的性能。
測試信號是一串DOCSIS 3.0載波，中心頻率為111 MHz至1215 MHz，傾斜度為21 dB。引入了少量的間隙，以便觀察頻帶失真。可以看到，頻帶底部失真約改善了6 dB，頻帶頂部超過8 dB。
與530 mA標稱非數(shù)字預失真功率倍增器電流相比，直流電源節(jié)省4.4 W，那么，4端口系統(tǒng)節(jié)省的總功率為17.6 W減5.3 W FPGA電源，得到12.3 W。對于72 W至59.7 W的4端口系統(tǒng)，功耗（散熱）顯著降低。每個倍增器的偏置電流很可能進一步回退至350 mA (11.9 W)，同時仍達到41 dB的MER目標值，從而系統(tǒng)凈節(jié)省19.2 W。
結論
盡管高速移動數(shù)據(jù)和光纖日益得到廣泛應用，但現(xiàn)有最后一英里網(wǎng)絡的巨大覆蓋范圍及其相對良好的電氣特性，可確保在可預見的未來，它們?nèi)詫⑹窍蛳M者提供語音、視頻和數(shù)據(jù)服務的重要工具。隨著有線電視網(wǎng)絡過渡到DOCSIS 3.1，并且不斷地發(fā)展，滿足更寬的頻率范圍、更高的功率、更好的調(diào)制精度以及更高的功效等系統(tǒng)性能要求變得更加困難。
數(shù)字預失真提供了一種可解決這些相互沖突需求的方式，但在電纜應用中的實施也構成了非常獨特和極具難度的挑戰(zhàn)。ADI已開發(fā)出一套全面的系統(tǒng)解決方案來應對這些挑戰(zhàn)，其中包含混合信號硅（DAC、ADC和時鐘）、RF功率模塊（GaN/GaAs混合）和先進算法。這三種技術的結合為設備制造商提供了一個靈活的高性能解決方案，能夠以最小的妥協(xié)在功耗與系統(tǒng)性能之間實現(xiàn)平衡。軟件定義線性化還支持原有電纜技術到新一代電纜技術的輕松過渡，新一代電纜技術中預計將包含全雙工(FD)、擴展帶寬（至1794 MHz）和包絡跟蹤(ET)。
本文借鑒了Patrick Pratt的數(shù)字預失真圖，筆者對此表示感謝。
參考電路
1Robert L. Howald。"光纖前沿。"春季技術論壇論文集，2016年。
2有線電纜數(shù)據(jù)服務接口規(guī)范，DOCSIS®3.1—物理層規(guī)范： CM-SP-PHYv3.1-I08-151210。 CableLabs, 2017年5月。
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