【導(dǎo)讀】本文簡述功率在轉(zhuǎn)換器電路中的轉(zhuǎn)換傳輸過程，針對開關(guān)器件MOSFET在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間，產(chǎn)生電壓和電流尖峰的問題，進(jìn)而產(chǎn)生電磁干擾現(xiàn)象，通過對比傳統(tǒng)平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)，尋找使用超結(jié)MOSFET產(chǎn)生更差。
本文簡述功率在轉(zhuǎn)換器電路中的轉(zhuǎn)換傳輸過程，針對開關(guān)器件MOSFET在導(dǎo)通和關(guān)斷瞬間，產(chǎn)生電壓和電流尖峰的問題，進(jìn)而產(chǎn)生電磁干擾現(xiàn)象，通過對比傳統(tǒng)平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)，尋找使用超結(jié)MOSFET產(chǎn)生更差電磁干擾的原因，進(jìn)行分析和改善。
隨著開關(guān)電源技術(shù)的不斷發(fā)展，功率MOSFET作為開關(guān)電源的核心電子器件之一，開關(guān)損耗是其主要的損耗之一，本著節(jié)省能源、降低損耗的基本思想，功率MOSFET技術(shù)朝著提高開關(guān)速度、降低導(dǎo)通電阻的方向發(fā)展。COOL MOSFET是一種超結(jié)的新結(jié)構(gòu)功率MOSFET，具有更低的導(dǎo)通電阻，更快的開關(guān)速度，可以實(shí)現(xiàn)更高的功率轉(zhuǎn)換效率。然而，超結(jié)MOSFET超快的開關(guān)性能也帶來了不必要的副作用，比如電壓、電流尖峰較高，電磁干擾較差等。
以下內(nèi)容以一個(gè)反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌ㄈ鐖D1）為例，簡述轉(zhuǎn)換器的功率轉(zhuǎn)換傳輸過程，從平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)差別，討論電壓、電流尖峰，以及電磁干擾的產(chǎn)生機(jī)理，通過外圍電路改善并降低電壓、電流尖峰，從而實(shí)現(xiàn)降低電磁干擾的目的。
圖1包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D
反激式轉(zhuǎn)換器工作原理
圖1為一個(gè)最簡單的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且包含以下寄生元件：如初級(jí)漏電感、MOSFET的寄生電容和次級(jí)二極管的結(jié)電容。該拓?fù)湓醋砸粋€(gè)升降壓轉(zhuǎn)換器，將濾波電感替換為耦合電感，如帶有氣隙的磁芯變壓器，當(dāng)主開關(guān)器件MOSFET導(dǎo)通時(shí)，能量以磁通形式存儲(chǔ)在變壓器中，并在MOSFET關(guān)斷時(shí)傳輸至輸出。由于變壓器需要在MOSFET導(dǎo)通期間存儲(chǔ)能量，磁芯應(yīng)該開有氣隙,基于這種特殊的功率轉(zhuǎn)換過程，所以反激式轉(zhuǎn)換器可以轉(zhuǎn)換傳輸?shù)墓β视邢蓿皇沁m合中低功率應(yīng)用，如電池充電器、適配器和DVD播放器。
反激式轉(zhuǎn)換器在正常工作情況下，當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流(id)在短時(shí)間內(nèi)為 MOSFET的Coss（即Cgd+Cds)充電,當(dāng)Coss兩端的電壓Vds超過輸入電壓及反射的輸出電壓之和(Vin+nVo)時(shí)，次級(jí)二極管導(dǎo)通，初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。因此初級(jí)總漏感Lk（即Lkp+n2×Lks)和Coss之間發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻和高壓浪涌，MOSFET上過高的電壓可能導(dǎo)致故障。
反激式轉(zhuǎn)換器可以工作在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)（如圖2）和不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)（如圖3）下，當(dāng)工作在CCM模式時(shí)，次級(jí)二極管保持導(dǎo)通直至MOSFET柵極導(dǎo)通，而MOSFET導(dǎo)通時(shí)，次級(jí)二極管的反向恢復(fù)電流被添加至初級(jí)電流，因此在導(dǎo)通瞬間初級(jí)電流上出現(xiàn)較大的電流浪涌；當(dāng)工作在DCM模式時(shí)，由于次級(jí)電流在一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束前干涸，Lp和MOSFET的Coss之間發(fā)生諧振。
圖2 連續(xù)導(dǎo)通模式
圖3 不連續(xù)導(dǎo)通模式
圖4顯示了開關(guān)電源工作在DCM模式，實(shí)測的MOSFET電壓和電流工作波形，除了可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的過程中，均產(chǎn)生比較大的電壓和電流變化，而且可以看到MOSFET在開通和關(guān)斷的瞬間，產(chǎn)生一些震蕩和電流尖峰。
如圖1所示的包含寄生元件的反激式轉(zhuǎn)換器拓?fù)鋱D，其中Cgs、Cgd和 Cds分別為開關(guān)管MOSFET的柵源極、柵漏極和漏源極的雜散電容，Lp、Lkp、Lks和Cp分別為變壓器的初級(jí)電感、初級(jí)電感的漏感、次級(jí)電感的漏感和原邊線圈的雜散電容，Cj為輸出二極管的結(jié)電容。圖5為反激變換器工作在DCM工作模式時(shí)，開關(guān)管分別工作在(a)開通瞬間、 (b)開通階段、 (c)關(guān)斷瞬間和(d)關(guān)斷階段時(shí)，所對應(yīng)的等效分析電路，Rds為開關(guān)管的漏源極等效電阻。
圖5 反激變換器在DCM模式開關(guān)管工作在各階段對應(yīng)的等效分析電路
在開關(guān)管開通瞬間，由于電容兩端電壓不能突變，雜散電容Cp兩端電壓開始是上負(fù)下正，產(chǎn)生放電電流，隨著開關(guān)管逐漸開通，電源電壓Vin對雜散電容Cp充電，其兩端電壓為上正下負(fù)，形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰；同時(shí)Cds電容對開關(guān)管放電，也形成電流尖峰，但是此尖峰電流不流經(jīng)Vin,只在開關(guān)管內(nèi)部形成回路；另外，如果變換器工作在CCM模式時(shí)，由于初級(jí)電感Lp兩端電壓縮小，二極管D開始承受反偏電壓關(guān)斷，引起反向恢復(fù)電流，該電流經(jīng)變壓器耦合到原邊側(cè)，也會(huì)形成流經(jīng)開關(guān)管和Vin的電流尖峰。
在開關(guān)管開通階段，二極管D截止，電容Cp兩端電壓為Vin，通過初級(jí)電感Lp的電流指數(shù)上升，近似線性上升。
在開關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級(jí)電流id為Coss充電,當(dāng)Coss兩端的電壓超過Vin與nVo（二極管D開通時(shí)變壓器副邊線圈電壓反射回原邊線圈的電壓）之和時(shí)，二極管D在初級(jí)電感Lp續(xù)流產(chǎn)生的電壓作用下正偏開通，Lk和Coss發(fā)生諧振，產(chǎn)生高頻震蕩電壓和電流。
在開關(guān)管關(guān)斷階段，二極管D正偏開通，把之前存儲(chǔ)在Lp中的能量釋放到負(fù)載端，此時(shí)副邊線圈電壓被箝位等于輸出電壓Vo，經(jīng)匝比為n的變壓器耦合回原邊，使電容Cp電壓被充電至nVo（極性下正上負(fù)），初級(jí)電感Lp兩端的電壓被箝位至nVo。當(dāng)Lp續(xù)流放電結(jié)束后，D反偏截止，Lp和Coss、Cp發(fā)生諧振，導(dǎo)致Cp上的電壓降低。
功率MOSFET 的等效分析原理圖
MOSFET是電壓控制型器件，功率MOSFET的源、漏電極不在同一平面內(nèi)，也稱為縱向MOSFET(即VMOSFET),其具有很多不同于橫向MOSFET的特點(diǎn)，一般把功率MOSFET看作一個(gè)由橫向MOSFET驅(qū)動(dòng)的縱向JFET器件，圖6顯示了功率MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖，其中Lg、Ld、Ls分別為MOSFET的柵極、漏極、源極的引線電感，Rg為MOSFET內(nèi)部柵極電阻, Cgd、Cgs、Cds為MOSFET寄生電容，D為寄生體二極管。由于寄生器件的存在，使功率MOSFET在反激變換器電路的工作和分析變得復(fù)雜，特別是在變換瞬間，寄生參數(shù)的分析顯得更為重要。
圖6 MOSFET包含寄生器件在內(nèi)的等效原理圖
超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的區(qū)別 圖7顯示了平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布，從中可以看出平面MOSFET的擊穿電壓取決于漂移區(qū)的摻雜度和厚度，電場分布的傾斜度與漂移區(qū)摻雜度成正比。因此，如需獲得較高的擊穿電壓，就需要較厚且輕摻雜的外延層，但是從MOSFET的導(dǎo)通電阻分布（如圖8）中，可以看出外延層的電阻占主要部分，尤其是高擊穿電壓MOSFET。
圖7 平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布
圖8 MOSFET導(dǎo)通電阻分布
綜上所述，平面高壓MOSFET由于結(jié)構(gòu)的原因，導(dǎo)通電阻較大，導(dǎo)致導(dǎo)通損耗較大，而且開關(guān)速度也受到一定的限制，開關(guān)損耗也比較大，這顯然已經(jīng)不能滿足目前日益要求節(jié)能和提高轉(zhuǎn)換器效率的電子市場需求。基于平面MOSFET的缺點(diǎn)，超結(jié)MOSFET應(yīng)運(yùn)而生，圖9給出了超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布，與平面MOSFET的截面結(jié)構(gòu)不同，超結(jié)MOSFET采用了較深的P型柱結(jié)構(gòu)，平面MOSFET的外延層幾乎被交替的N型和P型半導(dǎo)體薄層替換，平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的等效器件模型如圖10所示。
圖9 超結(jié)MOSFET的截面結(jié)構(gòu)和電場分布
圖10 MOSFET等效器件模型
超結(jié)MOSFET垂直方向上插入P型區(qū)，可以補(bǔ)償過量的電流導(dǎo)通電荷，在漂移層加反向偏置電壓，將產(chǎn)生一個(gè)橫向電場，使PN結(jié)耗盡，當(dāng)電壓達(dá)到一定值時(shí)，漂移層完全耗盡，將起到電壓支持層的作用，使器件的擊穿電壓僅依賴N-漂移區(qū)的厚度，而與N-區(qū)和P阱區(qū)的摻雜濃度無關(guān)，且這種電荷補(bǔ)償越充分，擊穿電壓越高。由于摻雜濃度的大幅提高，在相同的擊穿電壓下，導(dǎo)通電阻Ron可以大大降低，甚至突破硅限；同樣，在相同的擊穿電壓和相同的導(dǎo)通電阻Ron下，可以使用更小的芯片面積，從而減小柵電荷，提高開關(guān)速度，降低驅(qū)動(dòng)功率和開關(guān)損耗，表1顯示了西安芯派同型號(hào)芯片的SW Planer 系列和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對比結(jié)果。
表1 SW Planer 系列MOSFET和SW Cool系列MOSFET的參數(shù)對比
反激式轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生電磁干擾的原因和傳播方式
電磁干擾主要是傳導(dǎo)干擾和輻射干擾，傳導(dǎo)干擾是在輸入和輸出線上流過的干擾噪聲，來源于差模電流噪聲和共模電流噪聲；輻射干擾是通過空間輻射的干擾噪聲，來源于電場發(fā)射和磁場發(fā)射，它們之間可以相互轉(zhuǎn)換。
開關(guān)電源產(chǎn)生電磁干擾的原因較多，其中以功率開關(guān)器件和變壓器為主要噪聲源。開關(guān)器件高頻的開通和關(guān)斷，導(dǎo)致電流和電壓的快速變化，電感及寄生電感的快速電流變化產(chǎn)生磁場，從而產(chǎn)生較高的電壓尖峰uL=L×diL/dt；電容及寄生電容的快速電壓變化產(chǎn)生電場，從而產(chǎn)生較高的電流尖峰iC=C×duC/dt，而其內(nèi)部引線的雜散電感和寄生電容則是噪聲耦合的通道，但是由于這些參數(shù)是器件固有的特性，所以電子設(shè)計(jì)和應(yīng)用工程師無法對它們進(jìn)行優(yōu)化，只能根據(jù)器件手冊選擇匹配的器件。前面已經(jīng)分析了開關(guān)管MOSFET 包含寄生器件的等效分析原理圖，超結(jié) MOSFET 與平面MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)區(qū)別，電磁干擾產(chǎn)生的原因，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)情況選擇使用和優(yōu)化。
變壓器作為另外一個(gè)主要噪聲源，而初級(jí)次級(jí)的漏感、初級(jí)的層間電容、次級(jí)的層間電容、初級(jí)和次級(jí)之間的耦合電容則是噪聲的通道。如圖11所示的包含寄生電容的變壓器模型，其中Ca為最外層繞組到磁芯的電容，Ct為輔助繞組到次級(jí)繞組的電容，Cs為初級(jí)繞組到次級(jí)繞組的電容，Cp為初級(jí)繞組的層間電容，Cm為最內(nèi)層初級(jí)繞組到磁芯的電容；除此之外，變壓器還有磁芯到大地的電容Cme，輸出線到大地的電容Coe，初級(jí)或次級(jí)的層間電容可以通過減小繞組的層數(shù)來降低，增大變壓器骨架窗口的寬度可以減小繞組的層數(shù)。繞組的分離繞制，如初級(jí)繞組采用三明治繞法，可以減小初級(jí)的漏感，但由于增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的接觸面積，因而增大了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合電容。采用銅皮屏蔽（需連接到初級(jí)或次級(jí)的靜點(diǎn)）可以減小初級(jí)繞組與次級(jí)繞組間的耦合電容，但由于屏蔽層繞在初級(jí)繞組與次級(jí)繞組之間，使初級(jí)繞組和次級(jí)繞組的耦合系數(shù)降低，從而又增加了漏感。
圖11 包含寄生電容的變壓器模型
差模電流在兩根輸入電源線（L、N）間反方向流動(dòng)，構(gòu)成電流回路，其中一根是差模電流的源線，則另一根是差模電流的回線，主要由開關(guān)器件的高頻開關(guān)電流產(chǎn)生，圖12給出了開關(guān)管開通瞬間的差模電流流動(dòng)情況，可以看出IDM=ICp+ nIR−ICin ；圖13給出了開關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流流動(dòng)情況，可以看出IDM= ICds + Ig− ICp −ICin。
圖12 開關(guān)管開通瞬間的差模電流
圖13 開關(guān)管關(guān)斷瞬間的差模電流
共模電流在輸入線、輸出線與大地間流動(dòng)，主要由功率器件高頻工作的電壓瞬態(tài)變化產(chǎn)生，圖14給出了共模電流的流動(dòng)通道情況，主要包括通過Cde、 Cm和Cme、 Ca和Cme 、 Ct和Coe、 Cs和Coe產(chǎn)生共模電流，其中通過Cs和Coe的共模電流占主導(dǎo)作用。
圖14 共模電流產(chǎn)生通道
電場發(fā)射由du/dt產(chǎn)生，空間電容是電場發(fā)射的通道，其中共模電流可以產(chǎn)生相當(dāng)大的電場發(fā)射。圖15給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要電場發(fā)射源位置，其中初級(jí)繞組的電壓變化幅值大，對于電場發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外，像手機(jī)充電器這類帶長輸出線（1.8m）的產(chǎn)品，長的輸出導(dǎo)線也如同一個(gè)天線，可以將共模電流放大，從而形成較大的共模電場發(fā)射。
圖15 反激轉(zhuǎn)換器的主要電場發(fā)射源位置
磁場發(fā)射由高di/dt 的環(huán)路通過環(huán)路寄生電感產(chǎn)生，圖16給出了反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場發(fā)射環(huán)路，磁場發(fā)射方向符合右手定則，其中次級(jí)側(cè)的電流變化幅值大，對于磁場發(fā)射起主導(dǎo)作用。另外，變壓器的雜散磁場也是一個(gè)磁場發(fā)射源，主要由變壓器的氣隙產(chǎn)生，例如E型磁芯在兩側(cè)開氣隙時(shí)雜散磁場大，在中心柱開氣隙時(shí)雜散的磁場小。需特別注意，高di/dt環(huán)路的寄生電感隨環(huán)路面積增大而增大，因此PCB的設(shè)計(jì)對于磁場發(fā)射非常關(guān)鍵，次級(jí)側(cè)的電流環(huán)面積要盡量小，布線要盡量短粗。
圖16 反激轉(zhuǎn)換器的主要磁場發(fā)射環(huán)路
改善使用超結(jié) MOSFET 的反激變換器的電磁干擾措施
通過對反激變換器的工作原理，電磁干擾的產(chǎn)生原因，MOSFET的等效原理圖，以及平面MOSFET與超結(jié)MOSFET的結(jié)構(gòu)和參數(shù)對比分析，可以看出使用超結(jié)MOSFET雖然降低了反激變換器的損耗和驅(qū)動(dòng)功率，但是由于開關(guān)管的開關(guān)速度提高，增大了電壓和電流變化率，使反激變換器的電磁干擾增強(qiáng)。
電磁干擾的危害日益明顯和嚴(yán)重，目前許多國家已經(jīng)把電磁干擾測量作為電子設(shè)備的強(qiáng)制測試項(xiàng)目，針對不同類型產(chǎn)品有不同的干擾限值要求。電源作為電網(wǎng)與用電設(shè)備之間的接口電路，在完成功率傳送和滿足電能變換的同時(shí)，不可避免地產(chǎn)生電磁干擾，但是改善和通過標(biāo)準(zhǔn)限值要求，也顯得尤為重要。從反激變換器產(chǎn)生電磁干擾的原理出發(fā)，降低電磁干擾的方法主要為降低電壓和電流的變化率；減小電路中存在的寄生電感和電容；優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)。
一、減小電壓和電流變化率
減小電壓和電流變化率，可以通過改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻、改變變壓器結(jié)構(gòu)或者增加緩沖吸收電路實(shí)現(xiàn)。
（1）改變柵極電阻值可以改變開關(guān)管的開關(guān)速率，改變電壓和電流的變化率，如圖17所示，在開關(guān)管的柵極外加驅(qū)動(dòng)電阻Rg=Rg1+Rg2,增加Rg,降低開關(guān)管的開通速度，加快開關(guān)管的關(guān)斷速度。為了開關(guān)管的開通和關(guān)斷速度都降低，可以如圖17所示，給Rg2并聯(lián)一個(gè)低壓降快速恢復(fù)二級(jí)管，如接成D1(實(shí)線)的方向，開關(guān)管開通時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg，關(guān)斷時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電阻為Rg1，開關(guān)管關(guān)斷時(shí)的速度相對不并二極管時(shí)要慢。
圖17 改變柵極驅(qū)動(dòng)電阻
（2）在反激變換器的開關(guān)管關(guān)斷瞬間，由于變壓器的初級(jí)漏感Lk和開關(guān)管的寄生輸出電容Coss構(gòu)成了一個(gè)串聯(lián)諧振電路，會(huì)產(chǎn)生非常高的過壓和振鈴，電路的Q值越高，振鈴電壓就越高。這種過高的振鈴電壓可能會(huì)造成巨大的電磁干擾，并且由于MOSFET漏電壓的升高，甚至?xí)档烷_關(guān)管的可靠性。
改變變壓器的結(jié)構(gòu)，給變壓器的初級(jí)繞組增加一個(gè)恢復(fù)繞組NR=Np，使兩個(gè)繞組成為雙股，并排纏繞在磁芯或線軸上，形成雙股繞組。如圖18所示，NR一端與初級(jí)地相連，與Np同名的一端通過一個(gè)二極管D1連接到Vin。這種方法使耦合最大化，并獲得了寄生電容與電感的嚴(yán)格匹配，初級(jí)繞組與其它繞組之間的耦合并沒有那么重要。
圖18 增加恢復(fù)繞組NR和二極管D1實(shí)現(xiàn)無源阻尼器
如圖19所示，圖(a)顯示了開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，初級(jí)電流(通道2，紅色波形)為Coss充電后，在MOSFET的漏極(Vds，通道1，藍(lán)色波形)有振鈴。圖(b)中，通道1仍為Vds，Coss的充電使通過D的次級(jí)電流(通道2)延遲了約100ns。圖(c)中，恢復(fù)繞組NR直接繞過寄生電容Coss，將積累的泄漏能量導(dǎo)回電源軌，并箝位開關(guān)電壓(通道1)，由于Np=NR，所以將Vds限制在Vin的兩倍，而初級(jí)電流的負(fù)浪涌(通道2)事實(shí)上是從恢復(fù)繞組流出的電流。圖(d)中，次級(jí)二極管D馬上變?yōu)檎孤┐磐ㄗ柚沽穗娏鞯膫鬏敚渭?jí)電流(通道2)達(dá)到一個(gè)均衡的峰值，直到漏泄能量被完全恢復(fù)，初級(jí)電流降為零。
圖19 增加恢復(fù)繞組NR與無恢復(fù)繞組的開關(guān)電壓與電流對比
（3）緩沖吸收電路改變高頻電壓和電流的變化率，如圖20所示，在變壓器的初級(jí)繞組并聯(lián)RCD箝位電路，可以抑止由于變壓器初級(jí)漏感在開關(guān)管關(guān)斷過程中產(chǎn)生的電壓尖峰；L1、L2 和L3可以降低高頻電流變化率，但是L1和L2只對特定的頻帶起作用，而L3只對工作于CCM模式才有效； R1C1，R2C2，R3C3，R4C4 和 C5可以降低相應(yīng)的功率器件兩端的高頻電壓變化率。特別注意的是，所有的這些緩沖吸引電路都需要消耗一定功率，產(chǎn)生附加的功率損耗，降低系統(tǒng)的效率；同時(shí)也增加元件數(shù)量、PCB尺寸和系統(tǒng)成本，因此必須根據(jù)實(shí)際需要選擇使用。
圖20 增加緩沖吸收電路
二、減小寄生的電感和電容值
從差模電流與共模電流的產(chǎn)生原因和流動(dòng)方向分析，以下建議幾種減小差模電流和共模電流的方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。
（1）差模濾波器可以濾除差模電流，如圖21所示，差模濾波器是由電感和電容組成的二階低通濾波器，由于其電感有雜散電容，對高頻干擾噪聲可以由雜散電容旁路，使濾波器不能起到有效的作用，采用幾個(gè)電解電容并聯(lián)可以減小ESL和 ESR，降低開關(guān)電流的高次諧波因?yàn)檩斎腚娊怆娙莸腅SL和ESR形成的差模電流。
圖21 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
（2）改變變壓器結(jié)構(gòu)（如圖22）降低開關(guān)管開通和關(guān)斷瞬間的差模電流。
圖22 降低差模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
（3）在L與N線之間并聯(lián)X電容，可以濾除差模干擾。
（4）MOSFET采用源極連接芯片基體用于散熱，而不采用漏極，且PCB布線時(shí)減小漏極區(qū)銅皮面積，目的是減小Cde，降低共模電流。
（5）改變變壓器結(jié)構(gòu)降低共模電流，如圖23所示，調(diào)整輔助繞組和次級(jí)繞組的整流二極管放置位置，從而改變電壓變化方向，改變動(dòng)點(diǎn)位置，且注意靜點(diǎn)盡量靠近，減小總體的共模電流；另外，在內(nèi)層放置銅皮，銅皮的寬度小于或等于初級(jí)繞組的寬度，銅皮的中點(diǎn)由導(dǎo)線連接到靜點(diǎn)，同時(shí)可以在初級(jí)繞組和次級(jí)繞組、輔助繞組和次級(jí)繞組之間繞制屏蔽繞組（也可是銅皮，方法與內(nèi)層放置銅皮一致），繞滿一層即可，一端連接到靜點(diǎn)，一端懸空內(nèi)埋，減小總體的共模電流，但是屏蔽層的使用必須滿足效率的要求，因?yàn)槠帘螌拥氖褂脮?huì)降低初次級(jí)的耦合系數(shù)，降低轉(zhuǎn)換效率。
圖23 降低共模電流的新結(jié)構(gòu)變壓器
（6）在初次級(jí)之間加入 Y電容，如圖24所示, 通過Cs的大部分共模電流被Y 電容旁路，返回到初級(jí)的地，因?yàn)閅電容的值遠(yuǎn)大于Coe。Y電容必須直接或盡量用短的直線連接到初級(jí)和次級(jí)的靜點(diǎn)，一般是開關(guān)管開通時(shí)的dV/dt大于關(guān)斷時(shí)的dV/dt ，Y電容連接到初級(jí)的地，反之連接到Vin。
圖24 Y電容對流過初次級(jí)共模電流的作用
三、優(yōu)化PCB設(shè)計(jì)
PCB設(shè)計(jì)對于電磁干擾的產(chǎn)生非常關(guān)鍵，以下建議幾種降低電磁干擾的PCB設(shè)計(jì)方法，設(shè)計(jì)者可以根據(jù)需要和實(shí)際情況選擇使用。
（1）輸入端與輸出端的邊線應(yīng)避免相鄰平行，以免產(chǎn)生反射干擾，必要時(shí)應(yīng)加地線隔離。
（2）按照電路的流程安排各個(gè)功能電路單元的位置，圖25給出了反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的四個(gè)電流環(huán)路，分別是功率開關(guān)管交流電流環(huán)路、輸出整流器交流電流環(huán)路、輸入電源電流環(huán)路和輸出負(fù)載電流環(huán)路，每個(gè)環(huán)路要與其他環(huán)路分開，其中輸入環(huán)路與功率開關(guān)環(huán)路必須直接接到輸入電容的兩端；輸出環(huán)路與整流環(huán)路的連接必須直接接到輸出電容的兩端；開關(guān)環(huán)路的濾波電容、功率開關(guān)管和變壓器必須盡可能靠近放置；輸出整流環(huán)路的整流器、電感和濾波電容必須盡可能靠近放置，放置時(shí)需確定好器件方向，使其之間的電流通路盡可能短。
圖25 反激轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的主要電流環(huán)路
（3）兩相鄰層的布線要互相垂直，平行容易產(chǎn)生寄生耦合。
（4）盡量減小高di/dt環(huán)路，并采用寬的布線有利于減小差模干擾。
（5）避免直角走線，直角走線會(huì)使傳輸線的線寬發(fā)生變化，造成阻抗不連續(xù)，對信號(hào)的影響主要體現(xiàn)在：拐角可以等效為傳輸線上的容性負(fù)載，減緩上升時(shí)間；阻抗不連續(xù)會(huì)造成信號(hào)的反射；直角尖端產(chǎn)生的EMI。
（6）開關(guān)電源內(nèi)部接地的合理性直接影響到電源的電磁干擾甚至影響其穩(wěn)定工作，圖26給出了反激轉(zhuǎn)換器的地線安排情況，其中電源地是電流環(huán)路底下的支路；控制地是連接控制集成電路和與之相關(guān)的無源器件的地。控制地非常敏感，因而要在其他的交流電流環(huán)路都布置好后再放置，必須通過一些特定的點(diǎn)與其他地連接，這個(gè)連接點(diǎn)是產(chǎn)生控制IC所要檢測的小電壓的所有器件的公共連接點(diǎn)，包括電流型變換器電流檢測電阻的公共接點(diǎn)和輸出端電阻分壓器的下端。除此之外，每條大電流的地線要短而寬，輸入濾波電容的公共端應(yīng)作為其他交流電流地的唯一接點(diǎn)。
圖26 反激轉(zhuǎn)換器的地線安排
（7）在電源的PCB底層鋪銅皮或額外加一塊銅皮或單面板，可以有效的減小電場發(fā)射和共模電流（如圖27）。
圖27 減小電場發(fā)射
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